在该模块中分两个系列，SLLIMM 系列和 SLLIMM-nano系列。SLLIMM 系列为600V电压，10A到30A电流，SLLIMM-nano为600V电压，3A电流。本文将介绍使用STM最新推出Cortex-M0内核的Value Line系列基于SLLIMM-nano系列功率模块在空调室外风机上的FOC 单电阻无传感器应用。

软件

STM32F030K6T6是STM最新推出Cortex-M0内核的Value Line系列产品，针对一些对价格敏感的电机驱动应用。其内部集成了一路专门用于电机控制的Advanced Timer，最高工作频率可达到48MHz，得益于Cortex-M0内核，高效的数据处理能力足以满足磁场定向控制对数据实时运算的要求，性价比极具竞争力。

我们知道空调室外风机通常至于户外，因户外的不确定使用环境，风机启动时会面临三种扇叶状态，一是扇叶在静止状态下启动;二是扇叶在顺风下启动;三是扇叶在逆风下启动。当无感电机在无霍尔传感器判别转子位置时，如何通过检测电流来正确启动风机，成为难点，特别是在逆风情况下。

图 1

在使用STM32的FOC SDK开发风机驱动时，我们可以通过在启动阶段通过运行状态观测器来判断转子的初始速度和角度，设定一个初始速度阀值，当通过观测器检测到速度为负时，认为是逆风，同时打开制动功能;当初始速度检测到大于阀值，认为是在顺风状态，该算法已在库函数中实现。整个过程可以通过SDK的GUI软件ST Motor Control Workbench来配置。

在GUI中打开Start-up parameters配置页面，通过设定“Minimum start-up output speed”来设置初始速度阀值(图1)，并选择使用“Advanced customized profile”，配置阶梯启动方式(图2)

图 2

IPM

Nano在意大利语中有“微小”之意，该系列共2颗料号，基本型STGIPN3H60A和全功能型STGIPN3H60。

图3. SLLIMM-nano截面示意图

STGIPN3H60A内部集成了六个低损耗抗短路(5微秒承受时间)保护的IGBT、六个低正向压降和软恢复续流二极管、三个高压栅极驱动器HVIC(使用BCD工艺设计，内部集成了自举用的二极管)。 在保护方面集成了NTC温度传感器、死区时间控制，联锁功能(Interlocking Function)，欠压锁定(Undervoltage Lockout)功能，在全功能型STGIPN3H60上还集成了防止过流和短路的故障保护比较器、智能关断功能智能关断功能(Smart ShutDown Function) 、关机保护功能(SD Function) 、电流采样运算放大器。

IPM内部集成的IGBT是基于ST的最新PowerMESH工艺制造，单管集电极连续电流可达3A(在25 °C常温下)，峰值电路可达18A。这些IGBT针对典型的电机控制开关频率优化，在饱和压降VCE(SAT)和开关速度(tfall)之间选择了一个权衡，最大限度的在传导损耗和开关损坏之间平衡，减少了参数dV/dt和dI/dt值，可实现较低的EMI特征。

如图4， IPM电路高压栅极驱动框图。下文将以此介绍IPM设计注意事项。

图 4 高压栅极驱动框图
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低压供电电压与欠压锁定(UVLO)

按手册提供的数据，可知 IPM 的低压供电电压VCC在- 0.3V ~ 21V之间，该电压为 IPM 的控制电路提供供电电源。在 IPM 内部VCC端口处，集成了欠压锁定(UVLO)电路，如图4，该电路会监测IPM的VCC电压值。当VCC低于VCC_thON阀值时，欠压锁定电路会关闭栅极驱动的输出信号;当VCC达到并高于VCC_thON的阀值后，栅极驱动的输出会被打开，同时提供一个大约1.5V左右的迟滞电压VCC_hys， 用来避免噪音的影响;当VCC 低于VCC_thOFF阀值后，欠压锁定电路检测到欠压(UVLO)事件，内部的IGBT会自动关闭，无论此时是否还存在输出信号。

表1，低压供电电压VCC与工作性能关系

如表1，受驱动电路的影响，为确保IPM的驱动电路可靠、稳定工作，需在供电电源部分设计时给予充分考虑，确保在负载波动情况下，该供电电压的输出波动能控制在IPM可承受的合理范围内。同时为提高IPM的抗干扰能力，建议在IPM电源外围增加滤波电路。通常的做法是使用一个电解电容(低ESR)和一个较小的陶瓷电容(几百nF)并联在VCC和GND之间，电容放置的位置应尽可能靠近IPM电源端。

逻辑输入信号

高压栅极驱动HVIC有两个逻辑输入端HIN 和 LIN，分别控制高压端的高侧输出HVG和低侧输出LVG。所有的逻辑输入电平都能兼容TTL 5V/CMOS 3.3V电平信号，并且在电路的硬件上提供了用于降低噪声敏感度的迟滞电压(~1V)。因其逻辑端口的低电平特性，使得IPM可适用任何一种控制器，如MCU、DSP和FPGA等。

因逻辑输入端口内部连接了上拉或下拉电阻，当逻辑输入悬空时，栅极驱动器的输出端LVG和HVG会依照默认的上下拉电阻被设置为对应的关断状态。特别需要注意的是STGIPN3H60和STGIPN3H60A的内部使用不同的上下拉电阻，因此两个模块对输入信号电平要求是不相同的，如表2。

在PCB布线时，当IPM距离控制器较远，逻辑输入信号走线较长时，应在信号线靠近IPM一端外加一个RC滤波网络或缓冲器，用来减少输入信号线上的毛刺导致的干扰。

表2 内部上拉/下拉电阻典型值

故障检测比较器

在全功能的STGIPN3H60版本中，其内部集成了一个用于检测故障的比较器，如过流、过温等都可以用该比较器来测量。故障检测比较器的反相端连接到一个内部参考电压VREF，同相输入端通过CIN引脚输入。简单的做法是将同相输入端连接到外部采样电阻上检测采样电阻电压实现过流检测，或与内部的NTC相连实现过温检测。这里需要注意的是，当使用比较器作为过流检测应用时，IPM外部的CIN也同样必须外加一个RC滤波网络(RSF和CSF)，用于抑制电流尖冲的干扰，防止故障检测比较器过于敏感的误动作。

智能关断功能(SD/OD)

在全功能的STGIPN3H60版本中，IPM内部集成了智能关断(SD/OD)功能，该功能可提高IPM对过流和短路的失效保护。如图4所示，可以看到智能关断模块接受2个触发信号，一是来自MCU端的控制关断信号，另一个是来自内部比较器的故障检测输出信号。当内部的比较器同相输入端通过一个RC滤波网络(RSF和CSF)连接到采样电阻RSHUNT用于过流检测。在RSHUNT的电压高于参考电压VREF后，故障比较器输出端电平翻转送入到智能关断模块，模块立即动作关闭IGBT的栅极HVG 和LVG (内部延迟时间典型值为200ns)，驱动部分的半桥处于三态高阻;同时模块也输出信号到SD/OD引脚内部集成的P-MOSFET，控制RSD和CSD网络充电。在充电完成后，SD信号达到下限的阀值VSD_L_THR，模块关闭输入HIN和LIN。通过增加SD引脚外部的RC网络充放电时间，智能关断模块也给用户提供了尽量多的可控的禁用时间(从故障发生到输出关闭的时间)，而且不损害SLLIMM延迟保护时间。

采样电阻

IPM内部集成了一个运算放大器，可用来检测流经采样电阻的相电流。当用户在选择采样电阻时需要考虑过流情况下采样电阻的电压是否会超过故障检测比较器的VREF值，确保短路保护电路能正常启动工作。通常为确保可靠和稳定的操作，用于电流采样的采样电阻应该是低容差非电感性的高品质电阻，这样可以尽可能的减少Cin端的电压尖冲干扰导致关断保护功能被意外激活，并且在高温下该电阻的阻值漂移越小越好。

在选择采样电阻时会基于两个前提，一是选择合适的过流阀值，这个阀值既不能影响正常的电流采样，又不使故障检测比较器对过流检测过于敏感，通常会以实际应用的典型工作电流再加上20% ~ 30%作为过流的裕量;二是计算采样电阻的额定功率，实际选取的功率值应该是在计算值上再增加至少30%的裕量。建议采样电阻可以通过多个相同规格的电阻以并联方式实现，这样做的好处是可以实现在高功率大电流下工作，并且也可减少寄生电感对电流采样带来的影响。

电流检测

取决于电机转子旋转的磁场特性，流经采样电阻上的相电流会出现正向电流和负向电流，因MCU的工作电压，ADC模块只能检测到0V~VADCREF+的模拟电压，因此我们需要先将采样电阻上的相电流平移到VADCREF+/2处，然后放大到0V~ VADCREF 区间内，才送给MCU的ADC模块，如图5。

例如，假定通过计算我们知道采样电流在-10A ~ +10A之间，采样电阻是0.05Ω，V = -0.5V~ +0.5V之间，已知MCU端ADC的VREF+是3.3V，以1.65V为平移中点，放大3倍(G=3)，则流经采样电阻的相电流最终将会映射至+0.15V ~ +3.15V区间。为提供采样的精度，采样电流转换后得到的电压应仅可能的覆盖在0V~ VADCREF 区间。

图5 电流检测

采样电阻因同时会有采样电压信号送到内部的故障检测比较器，用于过流或短路保护，因此在采样电阻外围需外接RC滤波网络抑制干扰。除RC时间常数(tSF= RSF x CSF)外，关断栅极驱动器的传播延迟tisd(在数据表中定义)和IGBT关断时间(几十ns 的范围)，必须考虑在总的延迟时间(tTotal)内。总的延迟时间是一旦检测到短路事件到完全关闭IGBT所需的时间，考虑到IGBT的短路耐受时间(tSC)是5us，建议tSF设置在1us〜2us 范围之内。

自举电路

三相变频器的低侧 IGBT发射极连接到母线负端(VDC-)作为共同的参考地，这允许所有低侧栅极驱动器共享相同的电源电压，同时在工作过程中，高侧 IGBT 的发射极交替连接到直流母线的正极(VDC+)和负极(VDC-)。

自举是一种简单而廉价的提供高电压的解决方案，该功能通常是通过一个高压快恢复二极管来实现。SLLIMM 包含了一个取代外部二极管的一体化结构专利技术，通过一个与低侧驱动器(LVG)同步驱动的高压DMOS，和一个串联的二极管来实现，内部电荷泵提供DMOS 的驱动电压。如图6，红色为充电回路，蓝色为放电回路。

图6 自举回路

自举电容CBOOT 从电源VCC充电，当VOUT 的电压低于VCC 电压(如低侧IGBT导通)，通过自举二极管和DMOS 的路径(参考图5红色所示电流路径)。在高侧IGBT导通阶段，自举电路提供合适的栅极电压，驱动IGBT(参考图5蓝色所示电流路径)。在三个半桥电路都有该自举电路。
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自举电容CBOOT的电容值应根据实际应用条件来计算，同时考虑以下情况：

● CBOOT两端的电压必须保持在一个高于驱动IC 的欠压锁定电平的电压值。这使高侧IGBT工作在正确的栅极电压(以达到低的功耗和更好的总体性能)。请注意，如果自举通道的电压低于UVLO 阈值，IC 禁用(没有输出)，但不会有任何故障信号出现。

● CBOOT两端的电压受不同的元器件影响，如集成自举电路的电压降，低侧IGBT

的电压降，等等。

● 当高侧IGBT导通时，CBOOT放电，提供合适的IGBT栅极电荷，但必须考虑泄漏电流，静态电流等等。

如何正确的选择自举电容关系到 IPM 是否可正常工作，通常自举电容的容值选择计算公式复杂繁琐，ST提供了一个直观简单的选择方法，如图7，以不同VCBOOT值，在连续正弦波调制，占空比δ=50%的条件下，给出CBOOT(计算值)与开关频率(fSW)的特性曲线。考虑到 PWM 控制和电路板布局的漏电流和分散性的极限情况，自举电容值选择必须是按照图6所示CBOOT计算值的两到三倍。自举电容必须是一个低 ESR 值的去耦电容，在使用电解电容的情况下，强烈建议在靠近SLLIMM旁并接一个陶瓷电容。

图7. 自举电容频率特性曲线

在启动模块时，自举电容需要适当的时间来完成初始充电，称之为初始充电时间(tCHARGE)。VCBOOT 需要超过欠压锁定开启阈值电压VBS_thON;在正常运行时，自举电容两端的电压不会低于欠压锁定关断阈值VBS_thOFF。为了安全起见，初始充电时间必须至少三倍于由公式1 给出的计算值

其中δ 是PWM 信号的占空比，RDS(on)典型值为120Ω，在数据表中所示。

以一个实际的电机驱动应用例子来考虑，PWM开关频率为16kHZ，50%的占空比，∆VCBOOT=0.1 V(这意味着，栅极驱动器供电电压VCC=17.5 V)。从图6中可查得自举电容为1.0μF，因此，CBOOT 可以选择使用2.0μF 和3.0μF 之间的容值。根据电容的标称值，自举电容值选用3.3μF。从公式 1，最初的充电时间是：

为IPM的安全起见，软件在上电阶段打开IPM前需要保证初始的充电时间必须至少为8.1ms。

通过以上描述，我们可知STGIPN3H60硬件设计需要注意的事项，图 8 为该IPM实际应用电路。

图 8

在风机测试中，实际测试使用STM32F030K6基于磁场定向控制(FOC)的单电阻方案，测试平台实际运行平稳，各项功能均在可接受范围，使用STM32 FOC SDK 3.3 ,可实现风机在逆风、停止、顺风的正常启动，噪声也在可接受范围。

在风机方案中，由于使用了STGIPN3H60内部集成的欠压锁存电路、故障检测比较器、智能关断等模块，极大的提高了整个系统的稳定性和可靠性，并因其内部集成的运算放大器降低了系统在电流采样部分的布线要求，同时也减少了外围元器件的数量，降低了系统整体成本，更适合在一些追求小尺寸面积的应用场合使用。

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