引言
长期以来，设计师一直面临着使MP3播放器、个人媒体播放器、数码相机和其它便携式消费电子设备满足高性能和低功耗的艰巨挑战。这些电池供电系统通常使用嵌入式数字信号处理器(DSP)，以便在处理多媒体应用时提供最大的处理能力，在睡眠模式时达到最小的功耗。电池寿命是手持式电池供电产品的首要指标，因此这些产品的成功与否与电源系统的效率直接相关。
DC/DC降压开关调节器是这种系统中的一个关键元件，能从较高电压（如4.5V）高效地得到较低的电压（比如1V）。作为一个调节器，它必须保持恒定的输出电压，并能快速响应上游供电或负载电流的变化。本文将讨论能够提供良好稳压、很高效率和快速响应的一种开关调节器架构。
开关调节器剖析
图1是使用低占空比、3MHz、同步降压转换器的典型应用电路。转换器采用固定电压配置连接，从5.5V的输入电压产生稳定的0.8V输出电压，并驱动300mA负载。后面将提供电阻可编程应用示例。
这里对图1电路的工作原理作简要介绍：在误差放大器中将直流输出电压的一部分与内部参考电压进行比较，比较输出结果再与电流检测放大器的输出进行比较，结果用于驱动单触发(one-shot)电路，这个电路的导通时间取决于VOUT/VIN比值。当单触发电路驱动上面的门控晶体管导通时，电感L1中的电流将急速上升。当单触发电路的定时器时间用完时，晶体管关断，电感L1中的电流快速下降。在经过由最小关断定时器和最小（“谷值”）电流决定的时间间隔后，单触发电路将再次被脉冲驱动。片上的单触发电路定时器采用了输入电压前馈技术来保持稳定状态下的恒定频率。
这种振荡将以不确定地频率——大约在3MHz，但会根据瞬时线路和负载变化作出必要的偏离，从而继续保持输出电压处于编程值，平均电感电流处于输出负载要求的值。
上述方法相对比较新颖。许多年来，DC/DC转换的主要方法一直是恒定频率峰值电流方法，在用降压DC/DC转换器实现时也称为后沿调制。有关后沿调制方法的描述，以及与上述恒定导通时间谷值电流模式转换器相比优缺点的评估，请参阅相关内容。
像ADP2102这样的降压转换器还具有欠压闭锁、软启动、热关断、短路保护和±1%反馈精度等特性。这种架构允许主开关的导通时间低至或短于60ns。
图2显示了各种情况下的典型波形。图2a是低占空比的情况，压降比较大，从VIN = 5.5V到VOUT = 0.8V，负载电流ILOAD = 600mA。从图中可以看出，开关频率为3MHz时，最小导通时间可达45ns。
图2b显示了在负载电流以300mA阶跃增加时负载电流和电感电流的响应情况。
图2c显示了在负载电流以300mA阶跃减少时负载电流和电感电流的响应情况。
图2d显示当器件工作在50%的占空比时不存在次谐波振荡，这是使用峰值电流模式控制的器件时要考虑的一个因素。这种没有次谐波振荡的情况也适合占空比比50%稍大或稍小的场合。
DSP应用中的动态电压调整
在采用DSP的便携应用中，开关型转换器通常提供DSP的内核电压和I/O电压轨。这两种电源都要求专为电池应用设计的高效率DC/DC转换器。提供内核电压的调节器必须能够根据处理器的时钟速率或受软件的控制动态地改变电压。小的总体解决方案尺寸也很重要。下面描述在电池供电应用中可以实现的系统功效改进，方法是用外部高效率调节器替代处理器（如ADI公司的Blackfin®）的内部调节器。同时介绍用于外部调节器的控制软件。
动态电源管理
处理器的功耗与工作电压(VCORE)的平方成正比，并与工作频率(FSW)成线性也成正比关系。因此，降低频率将线性地降低动态功耗，而减小内核电压能使动态功耗呈指数式下降。
当DSP只是监视活动或等待外部触发，改变时钟频率（而不是供电电压）在功耗敏感的应用中是很有用的。但是在高性能的电池供电应用中，仅仅改变时钟频率也许无法节省足够多的功耗。像Blackfin等处理器和具有高级电源管理功能的其它DSP允许内核电压与频率协调改变，进而为每种情况找到最优的电池负载。处理器内的动态电压调节通常是利用内部电压控制器和外部MOSFET实现的。这种方法的优势在于DSP子系统可以使用单电压(VDDEXT)，DSP从MOSFET得到必要的内核电压(VDDINT)。内部寄存器允许调整后的内核电压受软件控制，以便协调MIPS及能耗，最终实现最长的电池寿命。
为了完全实现这种内部处理器的稳压方案，需要使用一个外部MOSFET、一个肖特基二极管、一个大的电感和多个输出电容——这是相对比较昂贵、效率低下的解决方案，而且所占PCB面积较大。这种集成调节器要求使用大电感和大电容，这与消费者想要的尽可能小型的便携设备相矛盾。而且集成的稳压控制器效率比较低——典型值是50%至70%，这种方法对高性能手持式电池供电应用来说并不是最优的。
外部稳压
通过使用现代DC/DC开关转换器，这种处理器集成方法的固有效率可以提高到90%或以上。当使用外部调节器时，外部元件的体积也可以显著缩小。
目前已有许多种动态电压调节(DVS)控制方案，从开关式电阻——在某些情况下可以用DAC实现——到脉宽调制(PWM)，后者的调整粒度可以与内部方法一样精细。不管是用哪种方案，都必须能通过软件控制改变稳压电平。尽管这种稳压控制方法是内部调节器方法所固有的，但必须增加到外部方法中。
本文介绍两种调整DSP内核电压的方法，这两种方法都是当处理器运行在时钟频率降低之时，使用一个同步DC/DC转换器（如ADP2102）将内核电压动态调整到1.2V至1.0V之间。
图3描述了DVS实现电路。在处理器板上的3.3V系统电源给降压转换器供电，通过外部电阻分压器R1和R2将降压转换器的输出电压设置在1.2V。改变反馈电阻可以将内核电压从1.2V调整到1.0V。N沟道MOSFET通过插入与R2并行的电阻R3改变分压器。IRLML2402的0.25Ω RDSon要小于R3。3.3V GPIO电压用于驱动MOSFET管栅极。前馈电容CFF可以用来获得更好的瞬态性能和负载调整率。
两级开关的一般应用要求是：
1. DSP内核电压 (VOUT1) = 1.2V
2. DSP内核电压 (VOUT2 ) = 1.0V
3. 输入电压 = 3.3V
4. 输出电流 = 300mA
高阻值电阻用来尽量减小电阻分压器上的功率损失。前馈电容可以减弱开关期间的栅极至漏极电容效应。使用较小的反馈电阻和较大的前馈电容可以使在此变换期间引起的过冲和下冲最小，只不过需要付出额外功耗。图4显示了输出电流IOUT、输出电压VOUT和控制电压VSEL。低的VSEL电平将输出电压调节到1.0V，高的VSEL电平将输出电压调节到1.2V。
还有一个为DVS产生两个不同电压的更简单方法，就是使用控制电压VC并通过一个额外电阻向反馈网络注入电流。调整控制电压的占空比可以改变平均直流电平。这样，单个控制电压和电阻就可以用来调整输出电压。下列公式用来计算电阻R2和R3的值，以及控制电压幅度VC_LOW和VC_HIGH。
          (1)

           (2)

当VOUT1 = 1.2V、VOUT2 = 1.0V、VFB = 0.8V、VC_LOW = 3.3V、VC_HIGH  = 0V和R1 = 49.9 kΩ时，可以得到R2和R3的值为：
     (3)

       (4)
这种方法可以产生更平滑的变换。能够驱动电阻负载的任何控制电压都可以用于这个方法，相比之下MOSFET开关方案只能使用可以驱动电容负载的控制信号源。这种方法可以实现任何输出电压组合和输出负载电流。这样，根据需要，可以通过调整内核电压来降低DSP功耗。图5给出了上述方案的实现电路。图6显示了使用这种电流注入方法后两个输出电压之间的变换。