1. 简介

微型逆变器中的功率转换系统通常采用两级式设计，如图1-1所示。

图1-1. 微型逆变器两级拓扑

在这种方案中，首先是一个直流/直流级（反激式或推挽式升压级），然后是另一个交流/直流级（自换向交流/直流或图腾柱PFC），将光伏电池板提供的直流电转换为通常在400V_DC左右的临时直流总线。然后，根据国家或地区的电网情况，将直流总线转换为交流电压(110V_AC..230V_AC)。功率级别过去通常在300-400W之间，但最近也出现了每个输入功率高达600W以及多输入系统的实施。微型逆变器传统上构建为单向转换器，因为电力是从光伏电池板流向交流电网。主要有两种实施:隔离式电流源逆变器(CSI)和隔离式电压源逆变器(VSI)。VSI略为复杂，但在两级转换器功率级别相当的情况下效率更高。需要使用隔离栅将光伏电池板与高压交流连接隔离，以免在有人触碰电池板时发生电气危险。此外，隔离级也可以减少共模电压在光伏板的寄生电容中产生的漏电流。

要将隔离式直流/直流级双向用于储能系统，需要进行的更改是用CLLLC或双有源电桥(DAB)等双向转换器取代推挽式或反激式级，如图1-2所示。交流/直流级转换器保持不变，既可以是图腾柱PFC/逆变器，也可以是单极或双极运行的全桥。有关交流/直流级转换器的差异，请参阅TIDA-010938（可配置交流/直流级）设计指南。

图1-2. 便携式电源站的双向功率级拓扑

参考设计TIDA-010054介绍双有源电桥的工作原理，而参考设计TIDA-010933介绍LLC或CLLLC转换器的工作原理。CLLLC是一种谐振转换器，控制MCU利用频率调制来控制输出功率。谐振控制器在接近谐振频率的窄范围内运行时效率很高。双有源电桥通常以固定频率运行，功率流由两侧输入电桥和输出电桥之间的相移控制。两种方案各有利弊。具体选择哪一个方案取决于系统要求，如输入和输出电压范围。

两级转换器的功率效率通常限制在96%的范围内（从直流到交流），尤其是在整流级上使用二极管单向运行时。从纯电源开关数量的角度来看，两级转换器很容易出现多达10-12个高压开关元件。

本文介绍了一种新型单级转换器参考设计TIDA-010954，该设计使上述终端设备的实施更高效、体积更小，同时降低了成本。功率转换控制算法基于扩展相移，降低了对MCU速度和软件复杂性的要求。

2. 循环转换器基础知识

循环转换器或循环逆变器通过合成无中间直流链路的交流电源各段的输出波形，将一种恒定幅度和频率的交流波形转换为另一种较低频率的交流波形。对于微型逆变器或便携式电源站的用例，输入波形为纯直流。输出为交流电网连接。图2-1直观显示了循环转换器可能的实施方案。

图2-1. 直流侧全桥和交流侧半桥的循环转换器

在本例中，直流侧实施全桥，在变压器T1的初级侧生成输入信号V_P。交流侧实施半桥配置（带电容分压器），模拟次级侧各段V_S的交流输出V_GRID。

对于循环转换器正输出信号，开关S1B和S2B永久导通。该转换器可视为以相移方式运行的双有源电桥。对S1A施加PWM，对S2A施加互补，则两者的输出电压和电流类似。转换器传输的功率大小由V_P和V_S之间的相移决定。对于负输出电压，S1A和S2A永久导通。同样，开关S1B和S2B会形成一个用于负输出电压和电流的相移双有源电桥。

在参考设计TIDA-010954中，TI的GaN器件用于以快速开关频率运行两级转换器，以尽可能减小所有磁性元件的体积，同时不牺牲效率。

为何使用GaN?

• 循环转换器是一种软开关拓扑，这意味着开关损耗可以忽略不计。

• 与SiC或SiFET相比，GaN FET的关断损耗要低得多。

• GaN器件的输出电容COSS低于SiFET。这有助于实现更宽的零电压开关范围。

• 导通损耗由器件的R_DSON引起，这决定了两级转换器最终将有多少损耗。

初级侧使用的器件是100V GaN半桥LMG2100R026(R_DSON为2.6mΩ)。对于次级侧，使用的是带集成栅极驱动器的650V GaN器件:LMG3650R035(R_DSON为35mΩ)。

3. 设计注意事项和效果

只要开关在软开关模式下运行，相移双有源电桥转换器就能有较高的效率。当次级侧电压发生变化时（例如交流侧的正弦波），很难实现这一点。TIDA-010954中实施了两种相移控制方法。下面的IEEE论文中说明了控制方法。对于大功率，在交流峰值附近实施“模式II”。对于小功率（交流斜率和交流信号的过零点），则使用“模式III”。模式II和模式III的相移控制差异如图3-1所示。

图3-1. 相移模式和控制变量

两级转换器控制变量D₁和D₂用于控制功率流，并在微控制器(TMS320F28P550)中根据转换器的运行模式进行计算。需要指出的是，在模式II下，初级电压V_P始终领先于次级电压V_S，以实现正向功率传输。对于反向功率传输，V_P始终滞后于V_S。这是为了使两级转换器在软开关模式下进行大功率传输。在模式III下，初级电压脉冲V_P完全包含在次级电压脉冲V_S内。这是为了降低变压器中的RMS电流和减少开关中的传导损耗。除了相移控制外，还实施了转换器频率控制，以在两级转换器轻负载运行时保持变压器中较小的RMS电流。转换器的工作频率在300kHz到600kHz之间变化。

循环转换器具有可变频率调制的扩展相移控制在TMS320F28P550内核（时钟速度为150MHz）上的20kHz(50us)中断服务例程中运行，所需MCU利用率低于40%。这样便可添加额外的辅助整理例程并在单个MCU上运行控制。之所以能实现如此低的利用率，是因为微控制器具有“可配置逻辑块(CLB)”等高级功能，可在硬件中运行时间关键型代码，而无需加载MCU。此外，TMS320P550还具有非常出色的外设，能够在极短的时间内同时更新PWM，用于相移和频率调制。为了在传统MCU上实现此功能，通常需要额外的FPGA或ASIC实施来执行这类组合控制算法。

使用PLEXIM仿真器对设计进行仿真，以在硬件构建之前预测控制的正常功能。

图3-2显示在两种不同负载条件（300W和600W）下40V_DC输入和230V_AC输出的模拟结果。

图3-2. 300W和600W负载条件的模拟结果

两级转换器在模拟时可以看到模式变化，即当转换器更改工作模式时，电流波形上会出现少量峰值（红色）。

TIDA-010954采用标准6层PCB制造。所有GaN器件均采用底部冷却方式，将功率耗散到PCB中，无需额外的散热器。图3-3所示为转换器图片。该转换器设计的功率密度约为600W/L。这比目前具有相同额定功率的商用两级微型逆变器高约两倍。

图3-3. 循环转换器TIDA-010954的照片

在实验室的各种负载条件下对两级转换器进行了测量。图3-4显示转换器交流输出的时间域测量值。

图3-4. 300W和600W负载条件的测量结果

模拟和测量之间的完美吻合如图3-2所示。在600W的满载条件下测得的转换器总谐波失真仅为2.6%，远低于并网微型逆变器3%的要求。

不同负载条件下的转换器测试是一个重要的性能参数。转换器不仅需要在满载和50%负载条件下实现高效率，还需要在较轻负载条件下实现高效率。图3-5给出了测得的转换器效率曲线。峰值效率约为97%。

图3-5. 测量效率与负载条件间的关系

为了比较不同的微型逆变器设计，我们定义了加权效率。最常见的定义是Euro和CEC效率。上述曲线表示η_EURO约为95.4%，η_CEC约为96.4%。与市场上基于传统两级拓扑的解决方案相比，这一效率非常高。

4. 成本优化

系统成本是微型逆变器或便携式电源站设计的一个重要考虑因素。本节深入探讨了从基于SiFET的两级转换器迁移到基于GaN的单级转换器如何对系统成本产生积极的影响。在循环转换器中，可以减少电源开关的数量。对于推挽式和反激式转换器，直流侧使用的开关额定电压需为170V；而对于循环转换器，单面板输入的额定电压可为100V。这种新型循环转换器的工作频率范围在300kHz到600kHz之间。这意味着，与两级转换器相比，磁性元件设计（变压器和电感器）要小得多。“两级”转换器的工作频率通常低于100kHz，以保持较小的SiFET开关损耗。此外，与全桥交流/直流转换器相比，循环转换器接入电网所需的EMI滤波器要小得多。这就降低了总体成本。图4-1展示了成本比较。推挽式转换器的成本用作相对比较的100%基准。

图4-1. 成本比较

电源开关的成本略有增加，而磁性元件的成本则大幅下降。因此，两级转换器整体解决方案的成本降低了12%。

5. 结语

本技术白皮书概述了一种新型单级转换器(循环转换器)，它使微型逆变器和便携式电源站的实施更加高效、尺寸更小，同时还降低了成本。功率转换控制算法基于具有附加频率调制的扩展相移。这提高了中低输出功率级别的效率。通过使用新型实时C2000TM MCU，控制算法无需外部FPGA或专用ASIC即可运行。