在上期中，我们探讨了使用第二级滤波器来减少电压纹波。

本期，为大家带来的是《采用峰值电流模式控制的功率因数校正》，将介绍一种无需采样电阻、避免中点采样问题的创新PFC控制方法。

引言

当处理75W以上的功率级别时，离线电源需要功率因数校正(PFC)。PFC的目标是控制输入电流以跟随输入电压，从而使负载看起来像是纯电阻器。对于正弦交流输入电压，输入电流也需为正弦电流。要控制输入电流，必须对其进行检测。

设计人员通常会在PFC应用中使用以下两种电流检测方法的其中之一。第一种方法是在PFC接地回路中放置一个电流采样电阻器（在图1中指定为R1）以检测输入电流，该电流将送至平均电流模式控制器（如图2所示），以强制输入电流跟随输入电压。由于电流采样电阻器可检测全部升压电感器电流，因此这种电流检测方法可提供良好的功率因数并降低总计谐波失真(THD)。不过，电流采样电阻器会导致额外的功率损耗，这在需要高效率的应用中可能是个问题。

图1. PFC的常用电流检测方法。

图2. PFC的传统平均电流模式控制。

第二种方法是将电流互感器与升压开关串联以检测开关电流（在图1中指定为CT和R2）。如果无法使用电流采样电阻（例如对于交错PFC和semi-bridgeless PFC），最好使用这种方法。电流互感器仅检测开关电流(IQ)（而非全部电感器电流），因此要控制全部电感器电流，一种简单的解决方案是在电流互感器输出的中间（脉宽调制[PWM]导通时间的中间）进行采样。采样将起作用，因为在连续导通模式(CCM)下，中点瞬时电流值等于平均电感器电流值（如图3所示）。与第一种方法相比，这种方法的功率损耗更少，但也存在限制：PFC的占空比在0%至100%之间变化。当占空比较小时，PWM导通时间很短；因此，很难在PWM导通时间的中间准确采样。任何电流采样位置偏移都会导致反馈信号误差，并使THD和功率因数变差。

图3. CCM下的PFC电感器电流波形。

本文介绍了控制PFC并实现单位功率因数的新方法 - 一种特殊的峰值电流模式。这种方法不需要电流采样电阻，因此消除了功率损耗。虽然它仍使用电流互感器来检测开关电流，但无需在PWM导通时间的中间进行采样，从而避免了电流采样位置偏移问题。除此以外还有其他好处。

CCM PFC的峰值电流模式控制

峰值电流模式控制广泛用于直流/直流转换器，但它不适用于PFC，因为PFC需要控制平均电流，而不是峰值电流。控制电感器峰值电流会导致较差的THD和较低的功率因数。

通过使用特殊的PWM发生器（如图4所示），PFC可以实现峰值电流模式控制。图4比较了电流互感器检测到的开关电流IQ与锯齿波。锯齿波峰值电压(VRAMP)在每个开关周期开始时开始，其幅度在开关周期结束时线性下降至0V。升压开关(Q)在开关周期开始时导通。当IQ超过锯齿波时，Q关断。

这种PWM发生器已存在于几乎所有数字电源控制器中，例如TI的C2000™实时微控制器和UCD3138。这些数字控制器具有一个带可编程斜率补偿的峰值电流模式控制模块。对具有斜率VRAMP/T的补偿进行编程可生成预期的锯齿波。

图4: CCM中建议方法的PWM波形生成。

要实现单位功率因数，可通过方程式1计算锯齿波VRAMP的峰值：

  方程式1

其中Gv是电压环路输出，Vout是PFC输出电压，L是升压电感器的电感，R是电流互感器输出端的电流检测电阻，Ton是PFC PWM导通时间。

由于PWM导通时间在两个连续开关周期中几乎相同，因此您可以使用上一开关周期中的Ton信息来计算此开关周期的VRAMP值。

了解如何使用此电流模式控制方法实现单位功率因数。从图3可以看出，在Ton时间内，输入电压施加到电感器，导致电感器电流从I1上升到I2。采用方程式2：

  方程式2

其中Vin是PFC输入电压。方程式3计算每个开关周期中的平均电感器电流：

  方程式3

将方程式2代入方程式3可得到方程式4：

  方程式4

从图4中，方程式5为：

  方程式5

方程式6适用于在CCM稳定状态下运行的PFC：

  方程式6

将方程式6代入方程式5并求解I₂可得到方程式7：

  方程式7

将方程式1和方程式7代入方程式4可得到方程式8：

  方程式8

在方程式8中，Gv是PFC电压环路输出。它在稳定状态下是恒定的；因此，Iavg与Vin成正比，并跟随Vin的形状。如果Vin是正弦波，则Iavg也是正弦波。控制电感器峰值电流可实现单位功率因数。

与传统的平均电流模式控制相比，这种方法消除了电流采样电阻器引起的功率损耗。与需要精确采样位置的电流互感器检测方法相比，该方法无需对电流进行采样。模拟比较器会确定PWM关断瞬间，从而避免了电流采样偏移问题。

为了节省系统成本，一些设计人员更喜欢使用组合控制，通过单个控制器控制PFC和直流/直流控制器。您可以将组合控制器置于交流/直流电源的初级侧或次级侧；每一侧都有其优缺点。如果选择将组合控制器置于初级侧，则需要跨越隔离边界，将直流/直流输出电压和电流信息发送到初级侧，并且控制器和主机之间的通信也需要跨越隔离边界。如果选择将组合控制器置于次级侧，因为传统的平均电流模式控制方法需要输入交流电压信息，因此电流互感器必须检测输入电压并将其用于调制电流环路基准。跨越隔离边界检测输入电压颇具挑战。

在新控制方法中，方程式1仅包括Vout，不包括Vin。因为不需要检测Vin，所以可以去除Vin检测电路。此控制方法仅需要电流互感器输出和Vout信息。由于电流互感器提供隔离，因此低成本的光耦合器可以检测Vout并将其送至次级侧。然后，您可以将PFC控制器放置在交流/直流电源的次级侧，并将电流模式与同样位于次级侧的直流/直流控制器组合以构建组合控制器，从而大大降低系统成本。

DCM PFC的峰值电流模式控制

您可以将相同算法扩展到不连续导通模式(DCM)运行。图5显示了DCM中的电感器电流波形。电感器电流在Toff结束时下降为零，并在其余Tdcm期间保持为零；因此，T=Ton+Toff+Tdcm。PWM波形发生器与图4相同，但PWM关断时间为Toff+Tdcm，而不是Toff（如图6所示）。

图5：DCM下的PFC电感器电流波形。

图6：DCM中建议方法的PWM波形生成。

将方程式4重写为方程式9可计算一个开关周期内DCM下的平均电流：

  方程式9

在稳定状态下，电感器伏秒必须在每个开关周期中保持平衡，从而得到方程式10：

  方程式10

求解Toff并代入方程式9可得到方程式11：

  方程式11

从方程式6中，方程式12为：

  方程式12

方程式13计算锯齿波Vramp的峰值：

  方程式13

将方程式13代入方程式12并求解I2可得到方程式14：

  方程式14

将I2代入方程式11可得到方程式15：

  方程式15

在方程式15中，Gv在稳定状态下是恒定的；因此，Iavg与Vin成正比，并跟随Vin的形状。如果Vin是正弦波，那么Iavg也是正弦波，从而实现单位功率因数。

从方程式9到方程式15对CCM和DCM均有效，因此，如果根据方程式13生成了锯齿波信号峰值，则可以为CCM和DCM实现单位功率因数。

方程式1是方程式13的特殊情况，其中T=Ton+Toff。对于轻负载（PFC在轻负载下处于DCM模式）、THD和功率因数不太重要的应用，可使用公式1来简化实现。

测试结果

已在360W PFC评估模块(EVM)上验证了这一建议的控制方法。图7显示了输入电流波形，从中可以看到良好的正弦电流波形。

图7：360W PFC EVM上的测试结果。

结论

与传统的平均电流模式控制方法相比，这种新型PFC峰值电流模式控制方法具有许多优势。通过将PFC控制器放置在交流/直流电源的次级侧来构建具有直流/直流控制器的组合控制器可以降低成本。消除电流分流电阻器可消除功率损耗，从而提高效率。使用电流互感器时，通过消除因PWM占空比较小而产生的反馈信号误差可改善THD。最后，电流互感器通过C2000 MCU和UCD3138等现有数字电源控制器可轻松实现这种控制方法。