具有带隙结构的迟滞比较器电路设计方案
摘要： 传统的带隙基准电路和迟滞比较器电路占芯片面积较大，工作电压和功耗都比较高。本文设计的具有带隙结构的迟滞比较器工作电压低至1.2 V，大大节省了芯片面积，适用于微功耗DC—DC转换器中，主要用于镍镉、镍氢和碱性电池供电的便携式产品。
本电路没有设计单一的基准源模块。这是因为它的最低输入电压为1.2 V。如果采用基准源模块的设计方法，要获得一个与温度和电源电压无关的基准源，整个电路的输入电压基本上要超过2 V，不满足设计要求。因此，采用一个自身具有恒定翻转门限的迟滞比较器，实现了基准源和使能比较器的功能。
1 电路设计
1.1 电路功能
迟滞比较器的功能是将反馈电压VFB与内部的门限电压相比较，控制其他模块是否正常工作。当反馈电压VFB比内部上门限电压高时，迟滞比较器的输出将使其他模块不工作;当反馈电压VFB比内部下门限电压高时，迟滞比较器的输出使其他模块正常工作。
1.2 具有带隙结构迟滞比较器的电路原理
带隙基准迟滞比较器由3部分构成(见图1)，带隙基准比较器、射随器和迟滞比较器。工作原理为：输入端与内部的基准门限电压进行比较，当输入端电压超过内部基准门限时，Q12集电极中没有电流流过，即输出电流IOUT为0;当输入端电压低于较低门限时，Q12集电极中有电流流过，即有IOUT流过，从而实现了输出电流IOUT的迟滞控制。
1.2.1 带隙基准比较器
图1中左边部分是带隙基准比较器。Q2的发射区面积是Q1的n倍。电流Ic2，Ic1与反馈电压VFB的关系如图2所示。设流过Q1集电极的电流为Ic1流过Q2集电极的电流为Ic2。其工作原理是：当反馈电压VFB较低时，Ic2>Ic1，A点电压比B点电压高;当VFB从低电平逐渐增加时，电流Ic2，Ic1均增加，Ic2曲线斜率比Ic1曲线斜率小;当VFB达到带隙基准比较器的翻转门限时，Ic2=Ic1，A点电压与B点电压相等;当VFB超过带隙基准比较器的翻转门限时，Ic2
计算带隙基准比较器的翻转门限电压。由Q1，Q2构成了带隙电路中△VBE的NPN对，电流设置电阻是R1，增益电阻是R2。R3可限制驱动Q2的基极电流，这可以防止其进入深饱和，维持电路正确的工作和限制偏置电流。R4，R5电阻值相等。
于是带隙比较器的翻转门限电压就等于VTH。
在T=300 K时，
;VT与绝对温度成正比，此时VT=8.62×10-5T;VT随温度的增加而增加，而Vbe随温度的增加而减小，它的温度系数
。在式(5)中，第1项是正温度系数，第2项是负温度系数，合理调节R2，R1的比值和n，就可以得到与温度、电源电压无关的翻转门限电压。
迟滞比较器的设计不是采用比较器输出端加反馈电阻到输入端，即改变比较器输入门限的方法，而是采用改变电路的平衡性，在比较器的反相输入端引入一失调电压来实现迟滞功能。
(1)迟滞比较器的框图
图3是图1中迟滞比较器的简化原理方框图。其工作原理是：当VIN+为低电平并逐渐增加时，比较器输出OUT为低电平，反馈回路使得开关K打开。当VIN+>VIN-+VOS时，比较器发生翻转，输出高电平，反馈回路使得开关闭合。VIN+由高电平开始下降时，反馈回路使得开关处于闭合状态，当VIN+
(2)实际电路设计
图1电路中，Q11，Q12，Q9，R10提供迟滞反馈回路。Q13相当于图3中的开关K。Q11，Q12，Q13构成电流镜，当Q12集电极有电流流过时，Q11，Q13集电极也有电流流过。当C点电压高于D点电压时，Q10导通，Q12集电极中有电流流过，Q11的集电极，电流流过R10，Q9的发射极电位升高，Q9截止，迟滞比较器处于一种工作状态(相当于图3中K闭合)，设此时流过R8中的电流为IH。当C点电压低于D点电压时，Q10截止，Q12集电极中没有电流流过，Q9的集电极电位变低，Q9导通，迟滞比较器处于另一种工作状态(相当于图3中K打开)，设此时流过R8中的电流为IL。
迟滞过程为：当C点电压从低电平逐渐增加时，Q10截止，Q12集电极中没有电流流过，Q9的发射极电位变低，Q9导通，流过R8中的电流为IL;当C点电压与D点电压相等时，比较器发生翻转，设此时D点电压为VH，Q10导通，Q12集电极中有电流流过，Q11的集电极电流流过R10，Q9的发射极电位升高，Q9截止，流过R8中的电流变为IH，Q9由截止变为导通，引起流过R8的电流变化量△IR8=IL-IH，R8两端的电压变化量为△V=R8×△AIR8，相当于迟滞比较器的负端电压减少△V，当C点电压低于VH-△V时，迟滞比较器发生翻转。于是迟滞比较器的迟滞电压为△V。
(3)整体电路的门限电压和迟滞电压
当VFB从低电平逐渐增加时，Ic2>Ic1，于是C点电压高于D点电压，Q10导通，Q9截止。当输入电压VFB达到带隙比较器的翻转门限时，Ic2=Ic1，此时迟滞比较器发生翻转，Q10截止，Q9导通，设此时的VFB=VOH，则有：
当VFB从超过VOH电压逐渐减小时，迟滞比较器的工作点发生变化，只有当迟滞比较器的电压达到下翻转门限时，迟滞比较器才翻转，于是当VFB减小到VFB=VOH时，Q10并不导通，VFB继续减小，当迟滞比较器的电压达到下翻转门限时，迟滞比较器才会发生翻转，Q10导通，设此时的VFB=VOL，则有：
式中：△U是△V等效到IN端的输入电压;△V是迟滞比较器的迟滞电压。于是整体电路的输入端FB迟滞电压为△U。它与Q9导通时流过的电流、R8大小有关。调节R9，R10的大小可以改变Q9导通时流过的电流，也就可以调节这个迟滞电压。改变R8的大小可以直接调整迟滞电压。
2 仿真验证
迟滞比较器的仿真波形如图4～图6所示，图4为输出电流IOUT与输入信号FB的关系图。从图中可以看出，该电路能够实现8 mV的迟滞功能。图5和图6分别为迟滞比较器翻转门限随电源电压和温度的变化结果。可以看出，迟滞比较器的翻转门限随温度和电压变化均较小，验证了电路的稳定性较高。
3 结语
传统的带隙基准电路和迟滞比较器电路占芯片面积较大，工作电压和功耗都比较高。本文设计的具有带隙结构的迟滞比较器工作电压低至1.2 V，大大节省了芯片面积，适用于微功耗DC—DC转换器中，主要用于镍镉、镍氢和碱性电池供电的便携式产品。
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