摘要：  针对光伏并网的要求，采用同步旋转坐标系下的PI解耦控制和电网电压前馈的复合控制策略，以及固定载波频率的空间矢量脉宽调制(SVPWM)来驱动逆变器，并搭建了基于TMS320F2812的三相光伏并网逆变系统实验模型。实验结果表明，该系统具有良好的动静态性能，并网电流正弦度高，并始终能跟随电网电压的相位和频率，达到光伏并网的要求。

关键字：  太阳能发电，  光伏并网，  三相光伏

1 引 言

随着全球化石燃料的日益枯竭，大力发展可再生资源成为当务之急。太阳能发电作为其中一个热点，得到了大力支持和发展。而太阳能发电只有进入电力系统大规模应用，才能真正对缓解能源紧张和抑制环境污染起到积极作用，因此光伏并网发电的迅猛发展是必然的。光伏并网需满足一定的技术要求，输出交流量应与电网电压同频同相，并满足功率因数为1，为此，系统需采用有效的控制策略。这里采用基于前馈解耦SVPWM的电流控制策略，该方法动静态性能良好，并可以消除电网电压对并网电流的扰动。

2 光伏并网逆变系统

图1为三相光伏并网逆变系统主电路，采用三相VSI拓扑。ua，ub，uc为逆变器交流侧输出电压;ia，ib，ic为逆变器并网输出电流;ea，eb，ec为电网电压;L为输出滤波电感;R为输出等效电阻。

三相逆变器在三相对称时，可简化为图2a所示等效电路，eg为交流电源电压，L为功率电感，R为电网电势内阻和功率电感电阻之和，us为直流侧电压经过逆变后的等效电压。图2b为电压电流矢量图。

根据基尔霍夫定律，忽略输出端电阻的影响，交流侧三相电感电流的回路方程即逆变器的数学模型为：

Ldik/dt=uk-ek，k=a，b，c (1)

3 并网控制策略

由图2b可知，要完成对交流侧电流、功率因数的控制，关键是对is的控制。对is的控制存在间接电流控制和直接电流控制两种，此处采用直接电流控制方式。根据直接电流控制的概念，对于并网型逆变器而言，为了获得与电网电压同步的给定正弦电流波形，通常用电网电压信号乘以电流有功给定，产生正弦参考电流波形，然后使其输出电流跟踪此指令电流，具有控制电路相对简单、对系统参数的依赖性低、系统动态响应快等优点。直接电流控制方法主要包括滞环控制、无差拍控制和结合PI控制的三角波控制等。其中PI控制是一种线性的控制方式，开关频率固定，实现简单，具有良好的动态响应特性和较强的鲁棒性，因此得到了广泛应用。

由式(1)可知，直接对ia，ib，ic进行PI控制会产生稳态误差，无法做到无静差跟踪，不利于系统的控制设计。因此根据三相并网逆变器输出电流在同步旋转坐标系下能变换成近似直流量的特点，将三相对称a，b，c静止坐标系转换成为电网频率同步旋转的d，q坐标系，得到三相交流侧电流在d，q坐标系下的数学模型为：

由上式可知，d，q轴电流受交流侧电压矢量ud，uq的控制，同时也受耦合电压ωLid，ωLiq的扰动及电网电压ed，eq的影响，d，q轴变量互相耦合，给控制策略的设计造成了困难。因此，在控制输出电流id和iq时，需对它们实施前馈解耦控制，使得d，q轴相互独立控制。基于此，加入电流前馈控制环节，经过电流PI调节后的参考控制电压可以按式(3)进行设计：

式中：Kdp，Kqp，kdi，Kqi为d，q轴电流调节器比例、积分系数。

控制框图如图3所示，利用Clark变换和Park变换将逆变器输出的三相电流信号ia，ib，ic转换为与电网电压矢量同步旋转的d，q轴坐标系下的近似直流电流信号id，iq。然后对id，iq分别进行控制，即将指令电流与id，iq进行比较得出差值，然后分别进行PI控制。经过PI控制和前馈解耦后，便可得到d，q坐标系下的逆变器输入端电压的指令电压值，作为SVPWM的指令电压信号，产生驱动信号控制IGBT的开关，达到控制的目的。

4 三相脉宽调制

与常规的SPWM控制相比，SVPWM控制将电压利用率提高了15.47%，利用d，q同步旋转坐标中电流调节器输出的空间电压矢量指令，通过SVPWM使VSI的空间电压矢量跟踪电压矢量指令，从而达到电流的快速响应。三相VSI空间电压矢量共有8条，除2个零矢量外，其余6个非零矢量对称均匀分布在复平面上。对于任一给定的空间电压矢量U*，均可由8个三相空间电压矢量合成。图4为SVPWM矢量图，6个模为2U*/3的

的空间电压矢量将复平面均分成6个扇区，对于任一扇区中的U*均可由该扇区两边的空间电压矢量来合成。

SVPWM开关图如图5所示。uVSap，uVSbp，uVScp分别为三相整流器上管的开关波形。为了降低开关损耗，选择零矢量U0或U7插入，从而使开关状态变化尽可能少。

5 系统设计

主电路部分包括三相电感、IGBT整流桥、直流电容，直流电压源采用蓄电池代替，交流侧通过变压器与电网相连。IGBT桥采用3个600V /600 AIPM，能够实现过流、过压、过温保护。电流传感器检测a相和b相电流，电压传感器检测输入线电压uab。系统的采样频率与开关频率均为10 kHz，PWM波形调制方式采用SVPWM。系统使用硬件并网技术，用过零比较电路检测电网电势过零点。

交流侧电感的取值对系统稳态工作点、电流调整速度以及电流谐波幅值都有影响。电抗器电感的取值不能太小也不能太大。如果太小，并网电流谐波含量增大，系统稳定性差，无法满足并网要求。虽然电感越大对电流的谐波滤除效果会越好，系统的稳定性也会更好，但电感值越大其价格越昂贵，体积也越大，损耗随之变大，同时电流跟踪速度会下降，导致动态性能下降。因此电感的选择需要同时考虑对谐波的抑制作用以及系统动态性能两方面的因素。

为满足谐波抑制，电感取值应满足：L≥(2Udc-3Em)EmTs/(2Udc△Imax)。为满足电流过零时的快速跟踪，电感取值应满足：L≤2Udc/(3Imω)，综合考虑，选取L=7 mH。

直流侧电容在整个逆变器输入端起着很重要的作用，它一方面稳定直流侧输入电压，起着蓄能的作用，同时可以滤除开关器件产生的直流电压谐波。在系统进行直流侧电压控制时，电容起着电压调节作用，保证电压在额定的波动范围内。对于直流侧电压波动限制而言，要求电压脉动在3%以内，即要满足：△Ud≤0.03Ud。假设系统的输出额定电流为Iz，则直流电容的电压电流关系可表示为：

，那么C≥Iz/(0.021 2Udf)，综合考虑，选取C=1 500μF。

DSP选用TMS320F28 12，D/A采用MAX502芯片。控制程序采用C语言编写，其程序流程图如图6所示。程序中有1个T1定时中断。在系统初始化后，主程序循环等待T1定时中断。每经过100μs，主程序进入T1中断服务程序。

6 并网逆变实验

图7a为硬件过零检测波形，其中线电压uab和uab的霍尔采样电压uabs以及过零比较波形uozc三者过零点一致。图7b为同步波形，uab与相电压ua的空间电势角两者频率一致相差30°。图7c为逆变波形，直流侧电压约为96 V。直流侧电压增大到140 V，输出波形如图7d所示。可见，并网逆变运行时，电流正弦度很高且达到了高功率因数。

7 结论

针对光伏并网的要求，使用三相VSI作为光伏并网系统核心拓扑，并采用基于前馈解耦PI控制的SVPWM控制策略。通过实验和数据可知，该控制策略可满足光伏并网的要求，电流正弦度高，且功率因数近似为1。该控制策略是在电网三相平衡的条件下实现的，当电网三相不平衡时，有必要深入研究电网不平衡状态下的控制策略。