摘要：  根据光伏发电的特点，设计的不用脉宽调制PWM的方法，也不用其它功率变换的微功耗光伏并网逆变器，免除了传统光伏并网逆变器中的升压电路和逆变电路，效率接近100%;同时不包括任何高频工作的功率器件，不产生EMI射频干扰，其成本、体积、重量、功耗都是传统并网逆变器的十分之一。

关键字：  光伏并网逆变器，  最大功率跟踪，  光伏发电

0 引言

新能源是二十一世纪世界经济发展中最具决定力的技术领域之一，太阳能是一种清洁、高效和永不衰竭的新能源，具有安全可靠、无噪声、无污染、制约少、故障率低、维护简便等优点。国际光伏发电正在由边远农村和特殊应用向并网发电和与建筑结合供电的方向发展，光伏发电已由补充能源向替代能源过渡，其转换效率已经提高到15%左右[2]。

1 传统光伏并网逆变器

光伏并网发电系统由光伏组件、逆变器、控制器、计量装置及配电系统组成。太阳能通过光伏组件转化为直流电压，再通过逆变器将直流电压转化为与电网同频率、同相位的正弦波电压，一部分给本地负荷供电，剩余电力馈入电网。

控制器包括最大功率跟踪(MPPT)技术，RS485通讯接口，夜间零耗电技术，往复最大功率点的搜寻追踪“登山法”技术，实现最大功率点追踪，以提高系统总发电效率;同时包括了被动式和主动式两种“孤岛”检测技术，以保证可靠地检测出“孤岛”现象;采用了噪音滤波及吸收浪涌电压的压敏电阻等技术，以及各种完善的保护功能，保证人身安全和系统可靠运行，使系统的故障保护更加可靠。本文只涉及光伏发电系统中逆变器本身的电路拓朴。

以直流电压为输入的传统逆变器，首先采用DC/DC功率变换器，把直流电压升压，然后采用DC/AC功率变换器进行交流逆变，从输入到输出，经过两次功率变换，其效率很低(最多不超过75%)。功率变换的过程，会对用户设备产生EMI电磁干扰，同时，电路复杂，体积大，成本高。图08-01是传统逆变电源的框图，第二次功率变换以后，由于PWM所产生的是正负400V的脉冲方波，必须进行大电感滤波，所输出的正弦波，带负载能力很差。

2 微功耗光伏并网逆变器

图08-02是微功耗光伏并网逆变器的原理框图，光伏电压经过微分叠加电路以后，即可获得220V的交流电压。根据光伏发电的特点，设计出的这种不用脉宽调制(PWM)的方法，也不用其它功率变换方法的微功耗光伏并网逆变器，免除了传统光伏并网逆变器中的升压电路和逆变电路，整机效率接近100%;同时不包括任何高频工作的功率器件，不会产生射频干扰。微功耗光伏并网逆变器实现的方法是：按照电网正弦电压波形，产生电压微分进行叠加，用阶梯波逼近正弦波，因此输出正弦电压的正弦硬度[4]，大大优于传统逆变器用脉宽调制方波所产生的正弦电压;由于不采用常规功率变换的方法，电路拓朴简单，整机鲁棒性好。

3 光伏电池组件

实际的光伏电池如图08-03，OPTV、D1、Rs、Rsh是光伏电池的内部电路。OPTV是稳定产生光电流Il的光伏电池电流源，开路电压为Voc，短路电源为Isc;D1是与电流源并联而处于正向偏置的二极管，流过的电流是Id;Rs是光伏电池的串联内阻，包括硅片的内部电阻和外部的电极电阻，其值小于1欧;Rsh是光伏电池的并联P-N结的分路内阻，其值几千欧[1]。C1、C2和Q1是外部电路，C1的作用是存贮光伏电池的能量，充电电流I(I=Il-Id-Ish)通过Rs对C1充电，C1上的电压在0到Voc之间变化;C1上的电压通过Q1对C2充电，当C2上的电压充到微分电压的设定值时，Q1截止。电容C2上的电压，即为组成逼近正弦波电压的阶梯波电压的电压微分，由于组成阶梯波电压的微分个数是一个常数，只要电容C2上的电压恒定，输出的阶梯波电压(正弦波电压)即恒定。

4 微功耗光伏并网逆变器工作原理

图08-04是微功耗光伏并网逆变器工作原理示意图，工作过程如下：

(1)正弦波前10ms面积沿Y轴N等分，此处以4等分为例;

(2)每等分以下底为一边作4个长方形，堆累成塔形如图示;

(3)利用电容网络由输入直流电压产生塔形波，这是实施直流逆变的第一步;

(4)用正弦波从内部切割此塔形，正弦波的幅值选择原则是，使得正弦波在内部刚好和塔形波的直角边相切;

(5)塔形波被切去多余部份后的实体，刚刚好是输出的正弦波电压Va;

(6)塔形波切下来的多余部份(八个小曲边三角形)变换成正弦波电压Vb，与前述Va同时输出，产生输出电压Vo的前10ms波形;

(7)正弦波后10ms处理方法同上，产生输出电压Vo的后10ms波形。

5 四阶塔形波产生电路

塔形波产生电路，实际上是一个电容升压网络，图08-05是4阶塔形波产生电路，为了简化说明，以电源V3、V5、V7、V9、V11、V13、V15、V17代表网络电容上的电压，图2中，MOS管Q4、Q6、Q8、Q10等组成4阶电容网络的正臂，MOS管Q2、Q5、Q7、Q9等组成4阶电容网络的负臂，其中Q6、Q5、V7、V9、D3、D4组成了电容网络的一阶，从下到上阶数递增。有关电容升压网络，请参考文献[4]、[5]。

前10ms，电容网络的正臂启动，各阶MOS管栅极驱动信号导通时间随阶数增加按每次2ms递减，各阶MOS管栅极驱动信号延时时间按每次1ms递增，第一阶MOS管Q10的驱动信号V16的导通时间为10ms，延时时间为0ms，依此类推。Q1、Q3栅极所加驱动信号是周期20ms的等幅方波电压，前10ms期间，Q1饱和导通。在V16高电平期间(脉宽10ms，延时0ms)，Q10饱和导通，V15上的电压通过Q10的漏源极、D2、Q1的漏源极，在负载电阻R1上产生持续时间10ms、幅值为V15的方形电压S1;在V12高电平期间(脉宽8ms，延时1ms)，Q8饱和导通，V11上的电压通过Q8的漏源极、D6、Q1的漏源极，在负载电阻R1上产生持续时间8ms、幅值为V11的方形电压S2，S2左右地称地堆在S1之上;在V8高电平期间(脉宽6ms，延时2ms)，Q6饱和导通，V7上的电压通过Q6的漏源极、D3、Q1的漏源极，在负载电阻R1上产生持续时间6ms、幅值为V7的方形电压S3，S3左右对称地堆在S2之上;在V4高电平期间(脉宽4ms，延时3ms)，Q4饱和导通，V3上的电压通过Q4的漏源极、D1、Q1的漏源极，在负载电阻R1上产生持续时间4ms、幅值为V3的方形电压S4，S左右对称地堆在S3之上;在前10ms到来的最后时刻，在负载电阻R1上形成S1在下、S4在上、持续时间递减的宝塔波电压。

后10ms期间，电容网络的负臂启动，同样道理，在负载电阻R1上形成S1在上、S4在下、持续时间递减的负方向宝塔波电压。20ms到来的最后时刻，在电阻R1上形成了一个完整的宝塔波电压，图08-04右边是所产生的宝塔波电压的仿真波形。

6 电压切割电路

图08-06是正弦波切割宝塔波的实际电路，MOS管Q5、Q6、TX1等组成了电压切割电路，加在变压器TX1原边和地之间的是宝塔波电压V1，Q5、Q6栅极加包络为馒头波的方波驱动信号V4、V5，V5滞后V4半个周期。V4、V5幅值的选择原则是：使得正弦波V4、V5刚好和塔形波V1的内部直角边相切，前10ms，漏极所加正宝塔波电压V1通过二极管D1、Q5漏源极，加在负载电阻R3上，由于源极电压跟踪栅极电位，于是在电阻R3上形成与栅极波形的包络相同的正馒头波电压，相当于栅极电压在漏极宝塔波电压上切下来一个与栅极电压包络形状相同的正馒波电压;同样道理，后10ms，栅极电压在漏极宝塔波电压上切下来一个与栅极电压包络形状相同的负馒波电压，一个周期过后，在电阻R3上形成了一个完整的正弦波电压Voa。图08-06中间是栅极信号电压切割漏极宝塔波电压实际过程的仿真波形，右边是在负载电阻R3上获得的、切去了宝塔波多余部份后的正弦波电压Voa。

宝塔波电压V1切下正弦波后剩余部份，其波形是8个小直角三角形(请参考图08-04左图)，这些直角三角形的斜边都与时间轴重合，三角形的高度就是直角三角形斜边上的高。这些三角形电压通过TX1进行功率变换，选择适当变比，TX1付边所产生的双边带方波电压通过动态整电压，变成正负对称电压Vob，与宝塔波产生电路中的输入直流电压并联，进行电能回馈。

7 电压补偿电路

图08-06的切割电路产生的正弦波电压，因各种原因，其幅值达不到额定要求时，要采用电压补偿电路，对此电压进行补偿，补偿电路的原理如下。

图08-07是电压补偿电路，功率MOS管Q5、Q6和磁芯变压器TX1组成了主电路，UC1825控制芯片输出的调制信号OUT_A、OUT_B通过变压器TX2加到Q5、Q6的栅极，V2是输入正弦波电压Vi，Q6的源极接地。

在调制信号OUT_A、OUT_B的控制下，TX1原边和付边都产生包络为正弦波的双边带方波电压，适当选择TX1的变比，可使得付边方波幅值是需要的补偿电压。Q1-Q4接成动态整流电路，变压器付包络为正弦波的双边带方波电压加在Q1的漏极和负载电阻R9、R10的共同点之间，动态整流的输出电压一端在Vf点与输入电压V2相联，另一端在Vo点输出。输出电压Vo的幅值等于输入电压V2和动态整流输出电压之和。

变压器TX1的付边接有由Q1-Q4组成的动态整流电路[1]，可将TX1附边产生的包络为正弦波的双边带方波电压整流为正弦波电压，适当选择TX1的变比，可使得动态整流电路输出的正弦波电压为额定输出电压和输入电压之差Vc(补偿电压Vc从Q3、Q4的源极取出)，此电压与输入电压同频、同相、同步，与输入电压Vi叠加后，形成额定输出电压Vo。

图09-07右边是补偿电路各点电压的仿真波形，上面是输入电压Vi，下面是TX1付边通过动态整流产生的补偿电压Vc加上输入电压Vi后，形成的输出电压Vo。

8 微功耗光伏并网逆变器(4阶)实际电路

图5是微功耗光伏并网逆变器(4阶)实际电路，C1-C7、C9共八个电容取代了图2中的8个电压源V3、V5、V7、V9、V11、V13、V15、V17，幅值310V的正负对称直流电压V7、V8通过Q4、Q3分别对电容网络的正、负臂充电，然后正、负臂上各阶中的MOS管从右到左依次导通，形成宝塔波电压。

前10ms，MOS管Q4导通，直流正电压V7通过Q2、Q6、Q8、Q11的体内二极管对网络电容C1、C3、C5、C7充电，后10ms，MOS管Q3导通，直流负电压V8通过Q1、Q5、Q7、Q10的体内二极管对网络电容C2、C4、C6、C9充电，当网络电容充满电压以后，其放电和产生宝塔波电压的过程与图2电路完全相同，不再重复。

Q9、Q12的栅极和地之间所加电压V12是幅值308V、包络为正弦波的方波驱动信号，构成电压切割电路。当宝塔波电压加在Q9、Q12的漏极时，在源极负载电阻R1上得到标准正弦波电压，仿真波形如图3右所示。

图3电路中的TX1付边所产生的双边带方波电压通过动态整电压，变成正负对称电压Vob，正确选择TX1的变比，调节驱动信号V4、V5的脉宽，可使Vob的输出幅度与此处的正负对称电压V7、V8幅值相等，Vob与V7、V8同时提供宝塔波产生电路的电压。

9 宝塔波驱动信号产生电路

图08-09是16阶微功耗分逆变器驱动信号的实际电路，电路由4片16个LM339比较器组成，参考电压V2是直流电压，阻值相同的16个电阻串联后与V2并联，16个比较器的反相端顺序、依次接在串联电阻上，第1个比较器接1个电阻，第2个比较器接2个电阻，余类推如图8。另有交流参考电压V1，全波整流后直接接到每一个比较器的同相输入端，同时设交、直流参考电压V1、V2的幅值都是16V。

前10ms，当交流参考电压V1的幅值小于1V时，没有一个比较器的同相端电压大于反相端电压，所有比较器都输出低电平，当V1的幅值大于等于1V时，第1个比较器的同相端电压大于其反相端电压，输出高电平，当V1的幅值大于等于2V时，第2个比较器的同相端电压大于其反相端电压，输出高电平，其余类推。当最后一个，即第16个比较器输出高电平以后，交流参考电压V1将到达极值，随着时间的推移，V1将下降。当交流参考电压V1的幅值下降到小于16V时，第16个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第1个、也是持续时间最短的脉冲信号，当交流参考电压V1的幅值下降到小于15V时，第15个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第2个脉冲信号，其余类推。当交流参考电压V1的幅值下降到小于1V时，第1个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第16个、也是最后1个、同时是持续时间最长的脉冲信号，当第二个10ms到来的时候，重复上述工作过程。所产生的16个持续时间由短到长的脉冲驱动信号，也就是形成宝塔电压的各个微分电压，请参考图08-10的仿真波形。

显然，交流参考电压V1的频率决定了所产生的脉冲信号的持续时间，即决定了微分逆变器输出交流电压的频率，而参考电压V1、V2的幅值决定了所产生的脉冲信号的高度，即决定了微分逆变器输出交流电压的幅值，V1的频率和V1、V2幅值是可以任意调节的，所以，微分逆变器输出交流电压的频率和幅值也是可以任意调节的。

图08-11是微功耗光伏并网逆变器(8阶)输出电压仿真波形，左边是输出正弦波电压Vo，右边是宝塔波的切割过程，从图可以看到，当宝塔波的阶数N增加时，例如N=8，所产生的宝塔波非常接近正弦波，可以省去电压切割这一环节。

从图08-11右边仿真波形可以看出，从宝塔波切割下来的边角料，随着阶数N的增加，总面积越来越小，这是因为宝塔波可以看成纵轴上的N个微分叠加而成，当N趋于无穷时，宝塔波趋于正弦波，这时候，用正弦波切割宝塔波，切下来的边角料总面积等于零。

一般多电平逆变器[1]，例如三电平逆变、五电平逆变，七电平逆变等，增加输出电压电平数N的目的，是为了减少输出电压波形中的谐波含量，但所需功率器件和电路复杂性逞指数增加，必须要有N个隔离的、独立的电压源，而且每个电平中功率器件的驱动信号也是隔离的、独立的。三相三电平逆变，功率器件12个，三相五电平逆变，功率器件24个，三相七电平逆变，功率器件48个，上述电平数和所需功率器件数可归纳为：设n为大于2的自然数，电平数N=2n-1，则所需功率器件数P=12*2n-2。如果要实现16电平逆变，所需功率器件P=12*2 n-2=12*216-2=196608，需要隔离的、独立的驱动信号196608个，这种纸上谈兵的逆变电路，在实际上是完全不可能实现的，只能是望梅止渴。所有有关逆变器的教科书都提及多电平逆变，但没有哪一本教科书能画出五电平以上逆变器的实际电路，因为太复杂，画也画不出来，怎么能实际做出来。

要实现多电平逆变器，不仅仅是功率器件逞指数增加的问题，更要命的是，在进行多电平叠加的同时，还要在每一个电平中进行SPWM脉宽调制，一个电平的SPWM控制已经够复杂，现在要对多达P=12*2n-2=196608个SPWM驱动信号进行控制，其空间矢量的复杂程度，是不可想像的。

微功直流耗逆变器所需功率器件和电路复杂性逞线性增加，即所需功率器件P=2N，其中N为电平数。图4是4电平微功耗光伏并网逆变器的实际电路，所需功率器件P=2N=2*4=8，实现16电平逆变器，所需功率器件P=2N=2*16=32，限于文章篇幅，本处不宜画完整电路图，仅在图5画出了微功耗光伏并网逆变器(16阶)宝塔波电压驱动信号产生电路及图6的宝塔波电压驱动信号仿真波形，16电平微功耗光伏并网逆变器的完整电路请参考文献[3]。

图08-12是微功耗光伏并网逆变器(16阶)宝塔波电压仿真波形，图中曲线可以看到，N=16的宝塔波已经趋近正弦波，根本用不着进行电压切割。

10 结语

微功光伏并网逆变器电路简单，容易实现，故障率低，安全可靠，最主要的特点是，所有器件工作在工频，不产生EMI干扰，也不产生高频损耗，效率高达99%以上，节能环保，成本、体积、重量、功耗都是传统逆变器的十分之一。