摘要：  对正弦波进行精确数字化的能力是高分辨率 A→D 转换器保真度的一项敏感度测试。该测试需要一个具接近 1ppm 残留失真分量的正弦波发生器。此外，还需要一个基于计算机的 A→D 输出监视器，用于读取和显示转换器输出频谱成分。若想以合理的成本和复杂程度来实施此项测试，就必需进行其元件的设计并在使用之前完成性能验证。

关键字：  A→D 转换器，  振荡器，  光电管隔离器

引言

对正弦波进行精确数字化的能力是高分辨率 A→D 转换器保真度的一项敏感度测试。该测试需要一个具接近 1ppm 残留失真分量的正弦波发生器。此外，还需要一个基于计算机的 A→D 输出监视器，用于读取和显示转换器输出频谱成分。若想以合理的成本和复杂程度来实施此项测试，就必需进行其元件的设计并在使用之前完成性能验证。

概要

图 1 给出了系统的示意图。一个低失真振荡器通过一个放大器来驱动 A→D。A→D 输出接口对转换器输出进行格式化，并与负责执行频谱分析软件和显示结果数据的计算机进行通信。

图 1：A→D 频谱纯度测试系统方框图。假设采用了一个无失真的振荡器，由计算机负责显示因放大器和 A→D 失真产生的富里叶 (Fourier) 分量

振荡器电路

振荡器是系统中难度最大的电路设计部分。为了对 18 位 A→D 进行有意义的测试，振荡器的不纯度必须超低，而且这些特性必须采用独立的方法加以验证。图 2 基本上是一款“全反相”2kHz 维氏 (Wien) 电桥设计 (A1-A2)，其在哈佛大学 Winfield Hill 所做研究工作的基础上进行。原始设计的 J-FET 增益控制被一个 LED 驱动的 CdS 光电管隔离器所替代，从而消除了由 J-FET 电导率调制引起的误差，同时也就不必为最大限度地减少这些误差而进行微调。限带的 A3 负责接收 A2 输出和 DC 失调偏置，并通过一个 2.6kHz 滤波器提供输出以驱动 A→D 输入放大器。用于 A1-A2 振荡器的自动增益控制 (AGC) 信号由负责给整流器 A5-A6 馈电的 AC 耦合 A4 从电路输出 (“AGC 检测”) 获取。A6 的 DC 输出表示电路输出正弦波的 AC 幅度。利用终接至 AGC 放大器 A7 的电流求和电阻器来使该数值与 LT®1029 基准保持平衡。驱动 Q1 的 A7 通过设定 LED 电流 (因而还包括 CdS 光电管电阻) 来闭合增益控制环路，从而稳定振荡器输出的幅度。尽管这会衰减 A3 和输出滤波器的带限响应，但从电路的输出获得增益控制反馈信息可保持输出幅度。另外，它还对 A7 环路闭合动态特性提出了要求。确切地说，A3 的频带限制与输出滤波器 A6 的滞后及纹波抑制组件 (在 Q1 的基极中) 相组合，可产生显著的相位延迟。A7 上的一个 1μF 主极点和一个 RC 零点一起提供了该延迟，从而实现了稳定的环路补偿。这种方法用简单的 RC 滚降滤波器取代了严密调谐的高阶输出滤波器，从而在保持输出幅度的同时最大限度地降低了失真1。

图 2：维氏电桥 (Wien Bridge) 振荡器在信号通路中采用反相放大器，可实现 3ppm 失真。LED 光电管取代了常用的 J-FET 作为增益控制器，从而消除了电导率调制所引起的失真。与 A3 相关的滤波衰减通过在电路输出端检测 AGC 反馈来补偿。DC 失调施加偏压使输出进入 A→D 输入放大器范围

从 LED 偏置中消除与振荡器有关的分量是保持低失真的关键。任何此类残留噪声都将调整振荡器的幅度，因而引入不纯分量。对带限 AGC 信号正向通路实施了很好的滤波，而且 Q1 基极中的大 RC 常数提供了最终的陡峭滚降。如图 3 (Q1 的发射极电流) 所示，振荡器相关纹波在 10mA 的总电流中约为 1nA (小于 0.1ppm)。

图 3：振荡器 (扫迹 A) 相关的残留噪声 (扫迹 B)，在 Q1 发射极噪声中仅依稀可看到 (≈ 1nA，大约为 LED 电流的 0.1ppm)。利用大量 AGC 信号通路滤波获得的特性可避免调制分量影响光电管响应

振荡器仅通过一次微调便实现了其性能。该调整 (其确定了 AGC 捕获范围的中心) 是按照原理图注释设定的。

验证振荡器失真

验证振荡器失真需要采用精细的测量方法。尝试采用传统失真分析仪 (甚至是高级型分析仪) 来测量失真会遭遇局限性。图 4 示出了振荡器输出 (扫迹 A) 及其在分析仪输出端上的残留失真指示 (扫迹 B)。在分析仪的噪声层和不确定性层中，振荡器相关动作的轮廓描绘是模糊不清的。测试中使用的 HP-339A 规定了一个 18ppm 的最小可测量失真;这张照片在拍摄时仪器的指示为 9ppm。这超过了规格指标而且非常可疑，因为在测量失真时如果达到或接近了设备的性能极限，就会带来显著的不确定性2。假如要对振荡器失真进行有意义的测量，则必需使用不确定层非常低和精致的专业型分析仪。规定了 2.5ppm 总谐波失真 + 噪声 (THD + N) 限值 (典型值为 1.5ppm) 的 Audio Precision 2722 提供了图 5 中的数据。如该图所示，总谐波失真 (THD) 为 -110dB，即大约 3ppm。图 6 (使用相同的仪器获得) 示出的 THD + N 为 105dB，即 5.8ppm 左右。在图 7 所示的最终测试中，分析仪确定了振荡器的频谱成分 (以三次谐波为主导，位于 -112dB，即大约 2.4ppm)。这些测量值使人们有信心把该振荡器应用于 A→D 保真度特性分析中。

图 4：HP-339A 失真分析仪在其分辨率限值范围外工作会给出有误导的失真指示 (扫迹 B)。分析仪输出包含了振荡器和仪器特征的不确定组合，不可作为判定依据。扫迹 A 是振荡器输出

图 5：Audio Precision 2722 分析仪测得的振荡器 THD 为 -110dB，大约 3ppm

图 6：AP-2722 分析仪测得的振荡器 THD + N ≈ -105dB，大约 5.8ppm

图 7：AP-2722 频谱输出显示三次谐波的峰值为 -112.5dB，≈ 2.4ppm

A→D 测试

A→D 测试通过其输入放大器将振荡器输出发送至 A→D。此项测试测量了由输入放大器 / A→D 组合所产生的失真分量。A→D 输出由计算机来检查，计算机将以定量的方式把频谱误差分量指示在图 8 的显示界面中3。该显示界面包含了时域信息 (其示出了集中于转换器工作范围内的偏置正弦波)、一个富里叶变换 (指示了频谱误差分量) 和详细的表列读数。被测试的 LTC®2379 18 位 A→D / LT6350 放大器组合产生了 -111dB (约 2.8ppm) 的二次谐波失真，而较高频率的谐波则远低于该水平。这表明 A→D 及其输入放大器处于正确的运作状态和规格范围之内。要想实现振荡器与放大器 / A→D之间的谐波消除，则必需测试多个放大器 / A→D 样本以增加测量的置信度4。

图 8：图 1 所示测试系统的部分显示包括时域信息、富里叶频谱曲线图以及详细的表列读数 (针对由 LT6350 放大器驱动的 LTC2379 18 位 A→D)

注 1：这有點类似于使食物通过绞肉机来制作浓汤。

注 2：在或接近设备性能限制的条件下进行的失真测量充满了令人不快的惊讶。请参见《LTC 应用指南 43》 “桥式电路” (Bridge Circuit) 附录 D “了解失真测量”(Understanding Distortion Measurements)，作者是 Audio Precision 公司的 Bruce Hofer。

注 3：凌力尔特提供了测试所必需的输入放大器 / A→D 转换器、计算机数据采集和时钟电路板。软件代码可登录 www.linear.com.cn 网站下载。详情请见附录 A “用于A→D 保真度测试的工具”。

注 4：相关注释请仔细研究正文部分中的“验证振荡器失真”和脚注 2。

附录 A

用于 A→D 保真度测试的工具

可提供用于实施正文所述之 A→D 测试的电路板。表 1 列出了电路板功能及其产品型号。另外，计算机软件 PScopeTM 也可从凌力尔特获取或访问 www.linear.com.cn 网站下载。

表 1

* 可以使用任何能够驱动 50Ω 负载的稳定、低相位噪声 3.3V 时钟。