介绍

无线通信接收器前端可能会因同步或异步信号传输形成过载[1],在时域双工系统中，交换器或循环器连接端口间的非完美隔离会造成前者，后者则由两个未相关系统天线间造成的非故意耦合产生，在核磁共振(NMR, Nuclear Magnetic Resonance)接收器中，另一个造成过载的原因为发出刺激脉冲后探针线圈上储存能量所带来的振铃信号[2],缩小低噪声放大器(LNA, Low Noise Amplifier)器件尺寸的作法虽然可以改善射频性能，但却会牺牲过载的承受能力，例如采用0.25μm pHEMT技术400μm和800μm低噪声放大器的最高输入功率PiMAX分别为7dBm[3]和10dBm[4],过载会影响到硬件和承载的信息，太大的过度驱动会因跨接导线/金属化保险丝失效或晶体管结熔化造成器件故障，因过度驱动所造成的栅极电流快速增加[5]也会因金属变化而缩短器件寿命[6],除此之外，长时间暴露在微小过载情况下也会造成器件输出功率[7]或第三阶输出截点[8]的劣化，NMR核磁共振接收器则会因前端接收器逐渐由饱和恢复的停滞时间(dead-time)而漏失关键信息。

限幅器通过允许低于特定水平的射频信号通过，并大幅度衰减超过阀值的较大信号来避免过载，最简单的限幅器电路包含一个PIN二级管以及作为直流返回路径的并联电感，也就是所谓的自偏压限幅器[9-10],但这个作法的阀值比许多低噪声放大器的过载限制更高，在基本PIN限幅二级管上并联肖特基二级管，也就是肖特基强化PIN限幅器可以降低限制阀值约10dB[11],主要原因是肖特基二级管较低的导通电压。

由于限幅器必须安排在接收器增益电路的前端才有效，因此它的小信号插入损耗会对整体噪声系数造成相同dB单位的增加，插入损耗主要来自于二级管寄生电容对传输线造成的负载，在过去，微波限幅器使用裸二级管芯片制造，但现代大量生产的限幅器二级管则使用会大幅度增加电容的塑料封装，另外，肖特基强化PIN限幅器中的额外二级管也会带来比仅PIN二级管限幅器更大的损耗。

图1:肖特基强化PIN限幅器的常见电路安排和它的小信号等效电路。

去除限幅器二级管电容问题的急迫性可以由许多被提出的解决方案中看出，二级管堆栈可以降低电容，但却带来了较高的导通阀值[12],尽管使用平顶结构来移除部分PIN结区可以降低寄生电容，但却大幅度增加了二级管的转换热阻[13],另一方面，肖特基二级管可以通过高阻抗1/4波长传输线[14]或指向性耦合器[15-16]来由射频路径隔离，不过这些无源器件会增加成本和体积。电容性负载可以通过连接二级管到较低阻抗(12.5Ω)的节点降低，但却需要降压和升压变压器[17].为了降低这类限幅器的高频损耗而不需要付出前述方案的代价，我们研究了结合二级管寄生电容到低通梯型滤波器的创新配置，尽管使用二级管的寄生特性来降低损耗已经在自偏压PIN限幅器中提到[18-19],但从未出现在肖特基强化PIN限幅器上，本篇文章将介绍肖特基强化PIN限幅器的低损耗配置，并通过实验结果来确认它的更好性能。

材料和方法

为了快速制造新的配置，我们使用了原有二级管产品线的低成本SOT-323封装器件，PIN二级管拥有1.5μm的I层厚度，约1pF的零偏置电容以及适合新配置的双阳极封装形式[20],请参考图2.这个肖特基二级管拥有1mA时250mV的载子幅度，以及约0.8pF的零偏置电容[21],二级管跨接导线和引脚的寄生电感分别为0.7nH和0.4nH,限幅器使用包含50Ω共平面波导接地(CPWG)传输线，中间具有间隙的30mil厚FR4 印刷电路板实现，如图3.PIN二级管采阳极引脚跨越间隙的方式安装，肖特基二级管则如同常见限幅器一般连接到传输线的输出端，双阳极PIN二级管、肖特基二级管以及带间隙线的组合带来一个近似于低通梯型滤波器的小信号等效电路。

为了进行性能比较，我们在相同电路板上安排一个组合到连续传输线的传统PIN肖特基限幅器，两个限幅器采用完全相同的二级管器件，基于两个二级管在传统限幅器配置中采并联形式，因此它的小信号等效电路可由一个1.8pF的电容代表。

图2:PIN二级管内部图，其中芯片上的阳极接点通过跨接导线连接到两个引脚。

图3:上方为包含评估和参考限幅器的印刷电路板照片，左下为评估限幅器的细部电路图，右下则为评估限幅器的简化等效电路。
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结果和讨论

实验结果证实了新的配置可以改善插入损耗和带宽，由于寄生电容在频率低于300MHz时几乎不会造成影响，因此两个配置在此拥有相近的插入损耗，不过当频率超过300MHz时，损耗差异就会大幅度扩增，请参考图4.在常见的2.1GHz 3G频段中，可以达到令人满意的0.8dB损耗差异，如此的改善也可以量化为带宽的提升，以1dB损耗点比较，新配置可以将最高频率限制由原本的1.3GHz提高到2.4GHz.

图4:传统和新限幅器配置的小信号插入损耗相对频率关系图。

实际的结果会比这个测量值表现更佳，原因是测试安排可能会扩大损耗，在实际应用上，电路板的走线要短许多，并且限幅器的输出也会直接连接到低噪声放大器而不需经过射频连接器，通过标准化去除测试安排的损耗后，限幅器的1dB带宽可以大幅度提高到3GHz.

图5:新限幅器配置进行测试安排影响损耗补偿前和补偿后的小信号插入损耗。

除了降低插入损耗外，新的配置也意外地改善了回波损耗(RL, Return Loss)，特别是在1.2GHz到3GHz频带范围变化超过4dB时，非常明显地，新配置的梯型滤波器等效电路会比原始的分流电容拥有更好的匹配，在回波损耗RL ≤ -10dB点，新配置可以大幅度提高最高频率限制达近3倍，由传统配置的1.1GHz提升到2.9GHz.

图6:传统和新配置限幅器回波损耗相对于频率关系图。

在900MHz时，两个配置拥有相同的输入限制阀值，大约为3dBm,如图7.一个常被忽略的优势是，在30dBm输入功率时新配置的输出泄漏功率可以低约4dB,不过我们无法解释这个改善的背后机制。

图7:传统和新配置限幅器于900MHz时输出相对于输入功率的关系。

为了确保梯型电路不会影响限幅器瞬态响应的速度，两个配置都以10ms的30dBm 900MHz载波爆发波进行评估，突波泄漏时间在两个配置大约相等，约为2.4μs,如图8.在爆发波的终点也观察到<30ns的相近恢复时间，不过新配置的突波和平缓泄漏振幅相对较低。

图8:两个限幅器配置的瞬态响应比较。

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结论

相较于原有配置，肖特基PIN限幅器的新电路配置可以同时改善插入损耗、匹配、带宽以及泄漏功率，由于采用了二级管封装寄生电容来形成低通梯型滤波器，因此配置的改变并没有增加额外的器件，也没有加大电路板的占用面积，相同的作法已经成功应用于降低仅PIN二级管限幅器的损耗上。实验结果显示可以在肖特基强化PIN限幅器上取得相同的好处，我们预期新配置可以改善使用这类限幅器无线通信和NMR/MRI接收器的灵敏度，并且预测这个配置可以带来更高频率的运作。

附录：扫描式功率测量

在扫描式功率测量的上限范围，饱和限幅器二级管会在传输线上趋近于短路，图9中的测试安排使用隔离器和衰减器来消除造成图7中下沉曲线的测量影响，在受测器件的输出使用10dB衰减器取代隔离器是较好的选择，原因是除了不会对受测器件的阻抗变化造成缓存外，还可避免功率传感器烧毁。

图9:用来测量限幅器输入输出功率相对关系的测试安排。

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