在上期中，我们介绍了使用HNP实现隔离式USB OTG端口的主要注意事项和隔离式USB中继器的相应要求，以及使用TI的ISOUSB211隔离式USB中继器实现隔离式USB OTG端口的应用图和测试结果。

本期，为大家带来的是《借助PSFB转换器中的有源钳位实现高转换器效率》，我们将深入探讨有源（而不是无源）缓冲器及其相关控制。该缓冲器可更大限度地减小整流器电压应力，从而实现更高的转换器效率，同时还可在不影响转换器工作范围的情况下大大降低缓冲电路中的能量耗散。

引言

相移全桥(PSFB)转换器（请参阅图1）广泛应用于高功率应用，主要是因为PSFB转换器可在其输入开关上实现软开关，从而提高转换器效率。虽然软开关大大降低了转换器开关损耗，但输出整流器寄生电容与变压器漏电指示器谐振（在图1中建模为L_r），导致转换器电压振铃并具有高电压应力。

输出整流器的电压应力可能高达2×V_IN×N_S/N_P，其中N_P和N_S分别是变压器的初级绕组和次级绕组。过去，在输出整流器上应用无源缓冲器（如图1中的电阻器-电容器-二极管[RCD]缓冲器）可防止整流器电压过高，并允许使用额定电压较低且品质因数较高的元件来降低转换器功率损耗。

图1. 具有无源钳位和主要波形的PSFB功率级

将金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)用作同步整流器(SR)时，与额定电压较高的MOSFET相比，在额定电压较低的MOSFET上可实现更低的Coss和R_DS(on)。但是，使用无源缓冲器意味着导致电压振铃的部分能量将在无源缓冲器中耗散，从而降低转换器效率。

本文介绍了有源（而不是无源）缓冲器及其相关控制，该缓冲器可更大限度地减小整流器电压应力，从而实现更高的转换器效率，同时还可在不影响转换器工作范围的情况下大大降低缓冲电路中的能量耗散。

具有有源钳位的PSFB转换器

如图2所示，转换器在输出电感器之前插入由电容器(C_CL)和MOSFET(Q_CL)形成的有源钳位支路，可以在有效占空比(D_eff)周期内实现有源钳位支路电流传导，从而将次级绕组电压(V_SEC)和整流器电压应力钳位到C_CL电压-V_CL。为了对输出整流器施加低电压应力，您必须选择足够大的C_CL以实现低电容器电压纹波。经验法则是选择由L_r和C_CL形成的电感器-电容器(LC)谐振周期，该周期远长于由方程式1表示的开关周期(T_S)：

方程式1

使用有源缓冲器时，整流器电压应力将钳制在V_IN×N_S/N_P左右，这大约是没有任何钳位电路时电压应力的一半。

与无源缓冲器不同，有源缓冲器不会耗散功率电阻器上的振铃能量，而是会作为无损缓冲器在LC谐振回路中实现能量循环。当转换器输出绕组电压变为非零时，能量将从初级绕组转移到次级绕组，以便使输出电感器通电并使电流通过Q_CL体二极管，即使Q_CL未导通也是如此。在转换器主体已传导电流后导通Q_CL将确保Q_CL上实现零电压开关(ZVS)。因此，与具有无源缓冲器的相同规格的PSFB转换器相比，具有有源缓冲器的PSFB转换器效率更高。

图2. 具有有源钳位和主要波形的PSFB功率级

有源钳位支路设计注意事项

在PSFB转换器中实现有源缓冲器时，变压器绕组电流将不再像输出电感器电流那样在有效占空比(D_eff)周期(T_S)（非零输出绕组电压周期）期间单调上升。这是因为有源缓冲电容器的能量还会参与使输出电感器通电，而不仅仅依赖于转换器输入侧的能量传输。转换器非单调电流斜坡特性可能会使峰值电流模式控制变得困难，因为输入或变压器绕组电流通常用于峰值电流检测，而输入或变压器绕组电流较高并不一定表明转换器效率占空比较大。

为了在转换器电流单调上升时进行峰值电流检测，我们必须确保在整个转换器工作电压和负载范围内，D_effT_S始终大于完成电流秒平衡的持续时间-D_CSBT_S。由于具有较大D_eff的PSFB有望实现转换器高效率，因此PSFB转换器通常设计为在中高负载条件下具有较大D_eff，并且预计D_eff>>DCSB。在轻负载条件下，转换器应在不连续导通模式下运行，其中D_eff将小于连续导通模式下的D_eff(在相同的输入/输出电压条件下)。为了使D_effT_S即使在轻负载条件下也大于D_CSBT_S，我们已实现了基于转换器负载电流的降频控制。

D_CSBT_S的持续时间成为峰值电流模式控制的一个重要因素。完成电流秒平衡需要多长时间，现在成为一个转换器效率重要却难以回答的问题。要回答这个问题，您需要计算流经有源钳位支路的转换器电流。

假设V_CL为常量且L_m=∞，则方程式2将占空比损耗周期（V_SEC=0且i_SR1和i_SR2正在换流的周期）期间的整流器电流变化率表示为：

方程式2

其中V_Lr是L_r两端的电压。

方程式3计算转换器输出电感器电流的变化率:

方程式3

利用方程式2和方程式3以及基尔霍夫电流定律，方程式4计算有源钳位电流的变化率:

方程式4

由于V_CL≈V_IN×N_S/N_P，因此您只需将总有源钳位支路传导时间作为方程式4中的Δt，即可求解Δi_CL。但是， 您仍需要知道i_CL的峰值，才能计算i_CL均方根(RMS)值。如图3所示，如果在时间t₂时i_SEC=i_Lo(在将C_oss充电至V_CL后)，而在时间t₃时i_SEC=i_SR(开始对C_CL充电)，则方程式5可推导出i_CL,peak值为:

方程式5

图3. 有源钳位电流传导周期的主要波形

通过方程式6将t₂处的i_SR2值推导为:

方程式6

假设i_SR2电流从t₀到t₂的递减速率相同，则方程式7推导出t₂-t₁的持续时间为：

方程式7

由于C_L需要保持电流秒平衡，因此面积A₁和A₃之和将等于面积A₂。

如方程式7所示，SR C_oss控制有源钳位支路上的峰值电流。如果您选择低C_ossSR FET，则有源钳位支路RMS电流会更低，从而有助于提高转换器效率。

以下是设计具有有源缓冲器的PSFB转换器时的一些设计指南:

• 为避免CCL能量回流到初级侧，QCL必须仅在转换器效率占空比损耗持续时间之后才导通

• 当体二极管仍在为ZVS传导电流时，必须导通QCL。

• 较长的QCL导通时间会降低VCL和SR电压应力，但QCL RMS电流会增加。

• 较低的SR Coss不仅有助于降低有源钳位支路RMS电流，还有助于降低SR电压应力。

有源钳位方法不限于全桥整流器;它适用于其他类型的整流器，例如倍流器或中心抽头整流器。图4所示为中心抽头整流器上带有有源钳位的PSFB转换器，在具有有源钳位、功率密度大于270W/in³的3kW相移全桥参考设计中实现。

图4. 中心抽头整流器上带有有源缓冲器的PSFB转换器

如图5所示，转换器使用双有源钳位支路可将SR电压应力钳制在40V以下，负载电流为250A时的钳位损耗可忽略不计 (导通损耗非常小)。

图5. 具有中心抽头整流器和有源缓冲器的PSFB转换器在12V/3kW输出下的稳态波形

总结

本文讨论了一种允许PSFB转换器在峰值电流模式控制下与有源缓冲器搭配使用的控制方法。有源缓冲器可降低输出整流器上的电压应力，缓冲电路上的功率损耗可忽略不计，从而大大提高了转换器效率。有源缓冲器引入的电流干扰使峰值电流模式控制变得困难。通过固定有源缓冲器电源开关导通时间并实施降频控制，可以实现高效且峰值电流受控的PSFB转换器。400Vin、12Vout/3kW PSFB原型采用提议的控制方法构建而成，这种方法已在整个转换器工作负载范围内进行了验证，转换器在250A满载条件下，输出整流器电压应力限制在40V以下。