摘要：  本文提出一种基于有源功率因数校正(APFC)芯片控制的小功率光伏并网逆变器方案。该逆变器包括直流变换环节和逆变环节。其中直流变换环节采用APFC芯片控制将光伏电池板的直流低电压变换成正弦双半波的直流电，逆变环节采用工频全桥逆变电路将正弦双半波电流变换　

关键字：  光伏并网逆变器，  ，  (APFC)芯片，  MPPT

本文提出一种基于有源功率因数校正(APFC)芯片控制的小功率光伏并网逆变器方案。该逆变器包括直流变换环节和逆变环节。其中直流变换环节采用APFC芯片控制将光伏电池板的直流低电压变换成正弦双半波的直流电，逆变环节采用工频全桥逆变电路将正弦双半波电流变换　

1 引言

太阳能光伏发电有离网型和并网型两种，前者一般需要大容量的蓄电池支持，系统成本和维护费用高，发电效率受负载影响大：而后者可以克服以上不足，因此在光伏发电系统中所占比例将越来越高。

目前，光伏并网发电系统多采用光伏电池板阵列共用一个并网逆变器的方案，进行MPPT时无法兼顾系统中每块电池板，单块电池板的利用率较低、系统抗局部阴影能力差，且系统扩展灵活性不够。采用单电池板供电的微功率或小功率光伏并网逆变器则具有很强的抗局部阴影能力，且安装方便，系统冗余度高、可靠性高。但与此同时，对成本要求更加严苛。

本文提出一种基于有源功率因数校正(APFC)芯片控制的小功率光伏并网逆变器方案。该逆变器包括直流变换环节和逆变环节。其中直流变换环节采用APFC芯片控制将光伏电池板的直流低电压变换成正弦双半波的直流电，逆变环节采用工频全桥逆变电路将正弦双半波电流变换为交变电流注入电网。

新方案中并网逆变器的并网控制采用APFC芯片实现，而实时控制要求低的最大功率点跟踪(MPPT)、孤岛保护可采用低价的单片机实现。新方案具有成本低、开发和电流采样容易等优点。通过一台300W的样机证明了系统方案是正确有效的。

2 系统方案

2.1 基于APFC芯片控制的并网逆变器

针对小功率或者微功率并网光伏逆变器应用场合，提出的基于APFC芯片控制的光伏并网逆变器新型系统方案框图如图1所示:

基于APFC芯片控制的光伏并网逆变器新型系统方案框图

其中DC/ DC变换环节采用APFC芯片控制实现将光伏电池板的直流低电压变换成正弦双半波的直流电，既实现了升压又实现了正弦双半波调制。逆变环节将前级输入的正弦双半波直流电经过一个低频全桥逆变成交流电直接并网。系统方案中的DC/DC环节可采用单级式或两级式的功率变换。图中DC/DC环节以两级式拓扑为例。

在并网逆变器控制中，相对于MPPT、孤岛保护，并网控制的实时性要求高，因此需要用高性能的数字控制器，这无疑会增加系统成本，特别对于小功率或微功率的并网逆变器。

而新的系统方案有以下优势：

①由于并网控制采用APFC芯片，则可采用低价的单片机实现实时性要求低且简单的MPPT、孤岛保护控制，从而有效降低成本;

②由于APFC技术较成熟，因此并网电路的调试也简单，不需要编写复杂的并网控制程序，缩短开发时间和开发成本;

③由于采用正弦双半波调制，再经过一个低频桥逆变的结构，此时正弦双半波调制输出的电流采样可以通过采样电阻很方便地得到。

2.2 控制原理

新方案中，低频逆变环节控制简单，只要将DC/DC环节调制输出的正弦双半波直流电极性翻转即可。目前APFC芯片的电流控制方式主要有平均电流控制、峰值电流控制和滞环电流控制。在此以平均电流控制的APFC芯片UC3854为例说明正弦双半波直流电调制或者并网控制原理，并网逆变器控制框图如图2所示。

并网逆变器控制框图

采样的电网电压送入UC3854的乘法器，乘法器输出正弦双半波电流作为iL的基准，使iL跟踪基准的变化，即实现iL跟踪电网电压。两者比较后经过PI控制器，控制器的输出与芯片内部产生的锯齿波比较生成PWM信号驱动Buck电路的开关管，从而实现正弦双半波直流电调制输出。iL波形为正弦双半波，经工频全桥逆变电路使并网电流与电网电压同频同相，从而实现并网。由于Buck电路输出的电压被并网电网筘位，所以逆变器只需控制并网电流。

3 实验样机设计

基于所提方案，设计一个并网逆变器实验原理机。并网逆变器参数：输入直流电压范围为40～60 V，并网电压及频率为176～265 V/50 Hz，并网额定功率为300W。

3.1 DC/DC升压电路

Buck型并网逆变器要求逆变电路输入的母线电压要大于电网的峰值电压，考虑到电网电压波动，一般要求直流母线电压大于380 V，所以需要先将光伏电池电压进行升压。普通Boost电路的升压比一般小于5，而单块电池板的输出电压范围一般为40～60 V，因此要将此电压范围升压到380 V，升压比远大于5，普通的Boost电路无法满足要求。为满足大升压比的要求，该并网逆变器的前级Boost电路采用带中间抽头电感的Boost电路，如图3所示。

带中间抽头电感的Boost电路

耦合电感设计：考虑VQ1耐压以及电流要求，取耦合电感L1，L2的匝比n=1：2，电流纹波系数为0.4，占空比为0.67～0.74，根据L1=UinDBoost/(fs1△i1)设计得L1=137μH，L2=548μH。Uin为光伏电池板输出电压，开关频率fs1=65 kHz。VQ1为IRFP250，二极管VD1为MUR860。

3.2 Buck正弦双半波调制及工频逆变电路

Buck正弦双半波调制及工频逆变电路如图4所示，

核心提示:Buck正弦双半波调制及工频逆变电路 该部分电路由Buck正弦双半波调制电路和工频全桥逆变电路组成。通过UC3854控制iL为正弦双半波。当检测到电网电压为正半波时，VT1，VT4开通，VT2，VT3关断;当检测到电网电压为负半

Buck正弦双半波调制及工频逆变电路　　该部分电路由Buck正弦双半波调制电路和工频全桥逆变电路组成。通过UC3854控制iL为正弦双半波。当检测到电网电压为正半波时，VT1，VT4开通，VT2，VT3关断;当检测到电网电压为负半波时，VT2，VT3开通，VT1，VT4关断，从而将Buck电路输出的正弦双半波电流转换成与电网电压同频同相的正弦电流，完成并网功能。

Buck电感设计：L的大小影响并网电流的质量，设计合理的L可以减小并网电流的THD，达到并网要求。在电网电压峰值处，有：

式中：Udc为Buck的输入电压;Dmax为电网电压峰值处的占空比;△i2为电网电压峰值处的电感纹波电流;fs2为Buck电路的工作频率，fs2=65 kHz。

计算得出L=1.62 mH。MOSFET VT1～VT5为IRF840，二极管VD2为MUR860。

4 实验

制作一台样机，图5示出逆变器直流输入电压为50 V，电网电压及频率为220 V/50 Hz，输出功率分别为109 W和329 W时电网电压和并网电流波形。表1为实验原理机在220 V电网电压时的并网电流THD、功率因数λ以及整机效率。

由表1可见，实验样机在工作过程中，λ值接近于1，同时随着并网功率的增加，并网电流THD减小。在满载工作时，输出电流THD=3.5 2%，保证了并网电流的质量。实验验证了控制方案的正确性和电路设计的合理性。

5 结论

提出了一种基于APFC芯片控制的新型并网逆变器系统方案。新方案中，并网逆变器实时控制要求高的并网控制部分采用APFC控制，而实时性要求不高的MPPT和孤岛保护则采用低性能、便宜的单片机控制。新方案具有控制成本低，设计调试简单，电流采样方便等优点，适用于小功率或者微功率并网逆变器应用场合。实验证明提出的新方案正确有效，系统性能优良。